JPS634966B2 - - Google Patents
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- JPS634966B2 JPS634966B2 JP57151753A JP15175382A JPS634966B2 JP S634966 B2 JPS634966 B2 JP S634966B2 JP 57151753 A JP57151753 A JP 57151753A JP 15175382 A JP15175382 A JP 15175382A JP S634966 B2 JPS634966 B2 JP S634966B2
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- JP
- Japan
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- variable resistor
- voltage
- converter
- vref
- output
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
- H03M1/0619—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence by dividing out the errors, i.e. using a ratiometric arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
- H03M1/0845—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise of power supply variations, e.g. ripple
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Combined Controls Of Internal Combustion Engines (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は可変抵抗器出力Ａ／Ｄ変換装置に関す
る。
る。
従来、内燃機関の電子制御燃料噴射装置におい
ては、例えばスロツトル開度センサ等、可変抵抗
器を用いたセンサが使用され、そのセンサ出力を
Ａ／Ｄ変換器でデジタル化してコントロールユニ
ツトに供給している。
ては、例えばスロツトル開度センサ等、可変抵抗
器を用いたセンサが使用され、そのセンサ出力を
Ａ／Ｄ変換器でデジタル化してコントロールユニ
ツトに供給している。
ところで、従来可変抵抗器出力をＡ／Ｄ変換す
る際は、例えば第１図に示すような構成を採用し
ていた。
る際は、例えば第１図に示すような構成を採用し
ていた。
すなわち、電源電圧Vcc（例えば5V）の供給ラ
イン１に抵抗Roを介して可変抵抗器２の可変抵
抗Rs（Ra＋Rb）を接続し、その出力（Vin）を
Ａ／Ｄ変換器３に入力させる。また、前記供給ラ
イン１に抵抗Rcを介して抵抗Rdを接続し、抵抗
RcとRdとによつて得られる基準電圧Vref（2.5V
位）をＡ／Ｄ変換器３に入力させる。尚、抵抗
RoはＡ／Ｄ変換器３への入力電圧Vinの最大値
を基準電圧Vref以下とするために用いている。
イン１に抵抗Roを介して可変抵抗器２の可変抵
抗Rs（Ra＋Rb）を接続し、その出力（Vin）を
Ａ／Ｄ変換器３に入力させる。また、前記供給ラ
イン１に抵抗Rcを介して抵抗Rdを接続し、抵抗
RcとRdとによつて得られる基準電圧Vref（2.5V
位）をＡ／Ｄ変換器３に入力させる。尚、抵抗
RoはＡ／Ｄ変換器３への入力電圧Vinの最大値
を基準電圧Vref以下とするために用いている。
この場合、例えば８ビツトの分解能（1/256の
精度）をもつＡ／Ｄ変換器３では、そのデジタル
出力Doutは、アナログ入力Vinに対して、次の如
くとなる。尚、Vref／256は最小分解能である。
精度）をもつＡ／Ｄ変換器３では、そのデジタル
出力Doutは、アナログ入力Vinに対して、次の如
くとなる。尚、Vref／256は最小分解能である。
Dout＝Vin／（Vref／256） ……(1)
また、Rb／（Ro＋Rs）＝α、Rd／（Rc＋Rd）
＝βとおくと、 Vin＝α・Vcc ……(2) Vref＝β・Vcc……(3)となる。
＝βとおくと、 Vin＝α・Vcc ……(2) Vref＝β・Vcc……(3)となる。
したがつて、(2)，(3)式を(1)式に代入すれば
Dout＝（256・α）／β……(4)となる。
Dout＝（256・α）／β……(4)となる。
すなわち、電源電圧Vccに依存しない式とな
り、Vccに依存しないデジタル出力が得られる。
り、Vccに依存しないデジタル出力が得られる。
しかしながら、このような従来の可変抵抗器出
力のＡ／Ｄ変換装置の回路構成では、可変抵抗器
をスロツトル開度センサ等のセンサとして考えた
場合、回転角度に対する分圧比Ra／Pbは正確で
あるものの、Rsの絶対値は相当なバラツキをも
つているため、α値（Rb／（Ro＋Rs））はRoの
影響を受け、検出回転角に誤差を生じるという問
題点があつた。
力のＡ／Ｄ変換装置の回路構成では、可変抵抗器
をスロツトル開度センサ等のセンサとして考えた
場合、回転角度に対する分圧比Ra／Pbは正確で
あるものの、Rsの絶対値は相当なバラツキをも
つているため、α値（Rb／（Ro＋Rs））はRoの
影響を受け、検出回転角に誤差を生じるという問
題点があつた。
尚、従来の方式で高精度を得るようとすると、
Ro及びRsの精度を高くとる必要があり、コスト
面で不利となる。また、Roを内蔵し、Rsと共に
Roをトリミングして比率を合わせる方法もある
が、これも歩留り、コスト面で極めて不利であ
る。
Ro及びRsの精度を高くとる必要があり、コスト
面で不利となる。また、Roを内蔵し、Rsと共に
Roをトリミングして比率を合わせる方法もある
が、これも歩留り、コスト面で極めて不利であ
る。
本発明はこのような従来の問題点に着目し、こ
れを解決することを目的としてなされたもので、
可変抵抗器の電圧源として基準電圧Vrefを供給
するようにし、またインピーダンスをあわせるた
め電圧利得の無い電流増幅器を用いて基準電圧
Vrefを供給する構成とすることにより、上記問
題点を解決したものである。
れを解決することを目的としてなされたもので、
可変抵抗器の電圧源として基準電圧Vrefを供給
するようにし、またインピーダンスをあわせるた
め電圧利得の無い電流増幅器を用いて基準電圧
Vrefを供給する構成とすることにより、上記問
題点を解決したものである。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
第２図は本発明の一実施例を示している。
抵抗RcとRdとの分圧点（基準電圧Vref）をオ
ペアンプによる電流増幅器４の＋側入力端子に接
続し、出力端子を−側入力端子に接続し、負帰還
させる。そして、出力端子を可変抵抗器２に接続
して、その電圧源として用いる。
ペアンプによる電流増幅器４の＋側入力端子に接
続し、出力端子を−側入力端子に接続し、負帰還
させる。そして、出力端子を可変抵抗器２に接続
して、その電圧源として用いる。
すなわち、基準電圧Vrefを電圧利得のない電
流増幅器４によつて電流増幅し、インピーダンス
を下げて、可変抵抗器２の電圧源として用いる。
これにより、可変抵抗器２の電圧源が低インピー
ダンスとなり、Vin≦Vrefの条件を保ちつつ、
Rsの絶対値の影響を受けなくする。
流増幅器４によつて電流増幅し、インピーダンス
を下げて、可変抵抗器２の電圧源として用いる。
これにより、可変抵抗器２の電圧源が低インピー
ダンスとなり、Vin≦Vrefの条件を保ちつつ、
Rsの絶対値の影響を受けなくする。
ここで、Rb／（Ra＋Rb）＝Ａとおくと、
Vin＝Ａ・Vref ……(5)
となり、これを前記(1)式に代入すれば、
Dout＝256・Ａ ……(6)
となる。
すなわち、Vccは勿論、Rsにも依存しない式
となり、VccやRsの影響を受けないデジタル出
力が得られる。
となり、VccやRsの影響を受けないデジタル出
力が得られる。
第３図には他の実施例を示す。
この実施例は、抵抗RcとRdとによつて得られ
る基準電圧Vrefを電流増幅器４を介し可変抵抗
器２の電圧源として供給することは前述の実施例
と同じであるが、電流増幅された基準電圧Vref
をＡ／Ｄ変換器３に供給するようにしている。
る基準電圧Vrefを電流増幅器４を介し可変抵抗
器２の電圧源として供給することは前述の実施例
と同じであるが、電流増幅された基準電圧Vref
をＡ／Ｄ変換器３に供給するようにしている。
動作は同じであるが、この方式の方がオペアン
プのオフセツト入力電圧の影響を受けない利点が
ある。
プのオフセツト入力電圧の影響を受けない利点が
ある。
以上説明したように本発明によれば、Ａ／Ｄ変
換器への基準電圧Vrefを電圧利得のない電流増
幅器に入力し、その出力電圧を可変抵抗器の電圧
源として、可変抵抗器による分圧点をＡ／Ｄ変換
器でＡ／Ｄ変換するようにしたため、電源電圧
Vccは勿論、可変抵抗器の全抵抗値Rsの影響を
全く受けないデジタル出力が得られ、高精度で分
圧比をＡ／Ｄ変換できるという効果が得られる。
特に可変抵抗器の場合、回転角に対する分圧比の
精度は高くとれるが、Rsの精度はとりにくいと
いう問題があるから、好適で、コスト面でも有利
である。
換器への基準電圧Vrefを電圧利得のない電流増
幅器に入力し、その出力電圧を可変抵抗器の電圧
源として、可変抵抗器による分圧点をＡ／Ｄ変換
器でＡ／Ｄ変換するようにしたため、電源電圧
Vccは勿論、可変抵抗器の全抵抗値Rsの影響を
全く受けないデジタル出力が得られ、高精度で分
圧比をＡ／Ｄ変換できるという効果が得られる。
特に可変抵抗器の場合、回転角に対する分圧比の
精度は高くとれるが、Rsの精度はとりにくいと
いう問題があるから、好適で、コスト面でも有利
である。
第１図は従来例を示す回路図、第２図は本発明
の一実施例を示す回路図、第３図は他の実施例を
示す回路図である。 １……電源電圧Vccの供給ライン、２……可変
抵抗器、３……Ａ／Ｄ変換器、４……電流増幅
器、Vref……基準電圧、Vin……アナログ入力、
Dout……デジタル出力。
の一実施例を示す回路図、第３図は他の実施例を
示す回路図である。 １……電源電圧Vccの供給ライン、２……可変
抵抗器、３……Ａ／Ｄ変換器、４……電流増幅
器、Vref……基準電圧、Vin……アナログ入力、
Dout……デジタル出力。
Claims (1)
- １ 可変抵抗器出力を基準電圧を基にＡ／Ｄ変換
器によりＡ／Ｄ変換する装置において、前記Ａ／
Ｄ変換器への前記基準電圧が入力される電圧利得
の無い電流増幅器を設け、この電流増幅器の出力
電圧を前記可変抵抗器の電圧源として、前記可変
抵抗器による分圧点を前記Ａ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ
変換することを特徴とする可変抵抗器出力のＡ／
Ｄ変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15175382A JPS5941927A (ja) | 1982-09-02 | 1982-09-02 | 可変抵抗器出力のａ／ｄ変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15175382A JPS5941927A (ja) | 1982-09-02 | 1982-09-02 | 可変抵抗器出力のａ／ｄ変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5941927A JPS5941927A (ja) | 1984-03-08 |
| JPS634966B2 true JPS634966B2 (ja) | 1988-02-01 |
Family
ID=15525535
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15175382A Granted JPS5941927A (ja) | 1982-09-02 | 1982-09-02 | 可変抵抗器出力のａ／ｄ変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5941927A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6399430U (ja) * | 1986-12-18 | 1988-06-28 | ||
| US5172115A (en) * | 1991-02-15 | 1992-12-15 | Crystal Semiconductor Corporation | Ratiometric A/D converter with non-rationometric error offset |
| KR100315696B1 (ko) * | 1999-09-13 | 2001-12-12 | 조영석 | 아날로그/디지털 회로 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5830768B2 (ja) * | 1974-10-31 | 1983-07-01 | キヤノン株式会社 | キジユンデンアツヘンドウホセイカイロ |
-
1982
- 1982-09-02 JP JP15175382A patent/JPS5941927A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5941927A (ja) | 1984-03-08 |
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