JPS6362149B2 - - Google Patents
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- JPS6362149B2 JPS6362149B2 JP379882A JP379882A JPS6362149B2 JP S6362149 B2 JPS6362149 B2 JP S6362149B2 JP 379882 A JP379882 A JP 379882A JP 379882 A JP379882 A JP 379882A JP S6362149 B2 JPS6362149 B2 JP S6362149B2
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- output
- output signal
- circuit
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000005295 random walk Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は正弦波検出回路に関し、特に、データ
通信用変復調装置において入力信号がデータ信号
であるかまたはデータ信号以外の正弦波（例え
ば、エコーサプレツサーの解除信号として使用さ
れる2100〔Hz〕の正弦波等の信号）であるかの判
別等に使用される正弦波検出回路に関する。
通信用変復調装置において入力信号がデータ信号
であるかまたはデータ信号以外の正弦波（例え
ば、エコーサプレツサーの解除信号として使用さ
れる2100〔Hz〕の正弦波等の信号）であるかの判
別等に使用される正弦波検出回路に関する。
データ通信等に使用される復調器においては、
データ信号以外は全て雑音と同じであり、受信入
力信号がデータ信号であるかまたはそれ以外の雑
音であるかを判別する必要がある。特に、一般電
話回線を利用したデータ端末においては、エコー
サプレツサーの作動および解除等に使用する正弦
波信号も同一の回線を介して送受信されるので、
これらをデータ信号と区別する必要がある。雑音
のレベルがデータ信号のレベルに比べて十分低い
ときには受信入力レベルによつて識別することが
可能である。また、雑音のレベルが高いときにも
その周波数スペクトルがランダムであるような雑
音であれば、復調器の目が開かないため、目の開
き具合を監視することによりデータ信号と区別す
ることができる。
データ信号以外は全て雑音と同じであり、受信入
力信号がデータ信号であるかまたはそれ以外の雑
音であるかを判別する必要がある。特に、一般電
話回線を利用したデータ端末においては、エコー
サプレツサーの作動および解除等に使用する正弦
波信号も同一の回線を介して送受信されるので、
これらをデータ信号と区別する必要がある。雑音
のレベルがデータ信号のレベルに比べて十分低い
ときには受信入力レベルによつて識別することが
可能である。また、雑音のレベルが高いときにも
その周波数スペクトルがランダムであるような雑
音であれば、復調器の目が開かないため、目の開
き具合を監視することによりデータ信号と区別す
ることができる。
しかし、正弦波のような単一周波数の雑音が受
信入力として復調されたときは、特定周波数の正
弦波によつては復調器の目が開くため、データと
区別ができなくなる。例えば、伝送速度4800ビツ
ト／秒の変復調器では（CCITT歓告V27により）
キヤリア周波数1800〔Hz〕、変調速度1600〔Hz〕の
８相位相変調方式を採用しているため、600〜
3000〔Hz〕の範囲で200〔Hz〕間隔の周波数（600，
800，…3000〔Hz〕）の正弦波が復調器に入力され
た場合には、復調器の目が開くときがあり、デー
タ信号の入力と識別することが不可能になる。
信入力として復調されたときは、特定周波数の正
弦波によつては復調器の目が開くため、データと
区別ができなくなる。例えば、伝送速度4800ビツ
ト／秒の変復調器では（CCITT歓告V27により）
キヤリア周波数1800〔Hz〕、変調速度1600〔Hz〕の
８相位相変調方式を採用しているため、600〜
3000〔Hz〕の範囲で200〔Hz〕間隔の周波数（600，
800，…3000〔Hz〕）の正弦波が復調器に入力され
た場合には、復調器の目が開くときがあり、デー
タ信号の入力と識別することが不可能になる。
そこで、従来の復調器では、特定の周波数（例
えば、エコーサプレツサーの解除信号2100〔Hz〕）
の正弦波のみを考え、該特定周波数をリジエクタ
により除去するか、または、狭帯域通過波器に
より抽出することにより判別するようにしてい
る。このため、２つ以上の正弦波信号を使用する
ときには、それぞれの周波数に対するフイルタが
必要になるという欠点がある。また、特定周波数
以外の単一周波数雑音に対しては、これを除去ま
たは識別することができないという欠点もある。
えば、エコーサプレツサーの解除信号2100〔Hz〕）
の正弦波のみを考え、該特定周波数をリジエクタ
により除去するか、または、狭帯域通過波器に
より抽出することにより判別するようにしてい
る。このため、２つ以上の正弦波信号を使用する
ときには、それぞれの周波数に対するフイルタが
必要になるという欠点がある。また、特定周波数
以外の単一周波数雑音に対しては、これを除去ま
たは識別することができないという欠点もある。
本発明の目的は上述の欠点を除去し単一周波数
の信号に対して周波数の如何にかかわらずデータ
信号と区別して認識することができる正弦波検出
回路を提供することにある。
の信号に対して周波数の如何にかかわらずデータ
信号と区別して認識することができる正弦波検出
回路を提供することにある。
本発明の正弦波検出回路は、入力信号を予め定
めた時間だけ遅延させる第１の遅延手段からの出
力信号を前記予め定めた時間だけ遅延させる第２
の遅延手段と、前記入力信号の共役信号と前記第
１の遅延手段からの出力信号とを複素乗算する第
１の複素乗手段と、前記第１の遅延手段からの出
力信号の共役信号と前記第２の遅延手段からの出
力信号とを複素乗算する第２の複素乗算手段と、
前記第１の複素乗算手段からの出力信号と前記第
２の複素乗算手段の出力信号との差を出力する減
算手段と、該減算手段の出力信号の絶対値の二乗
を出力する二乗手段と、前記入力信号の絶対値の
四乗を出力する四乗手段と、該四乗手段からの出
力信号と予め定めた定数をと乗算する乗算手段
と、該乗算手段からの出力信号と前記二乗手段か
らの出力信号との振幅を比較しこの比較結果に応
答して２値信号を出力するレベル比較手段と、該
レベル比較手段からの２値信号を一定周期で検出
しこのときの該２値信号の状態に応答してカウン
トアツプまたはカウントダウンを行なうアツプダ
ウンカウンタと、該アツプダウンカウンタの内容
が予め定めた上限値を越えたときには前記アツプ
ダウンカウンタを初期化するとともに第１のパル
スを出力し前記アツプダウンカウンタの内容が予
め定めた下限値を越えたときには前記アツプダウ
ンカウンタを初期化するとともに第２のパルスを
出力する比較手段と、前記第１のパルスと第２の
パルスとを判別しこの判別結果に応答して２値信
号を出力する判別手段とから構成される。
めた時間だけ遅延させる第１の遅延手段からの出
力信号を前記予め定めた時間だけ遅延させる第２
の遅延手段と、前記入力信号の共役信号と前記第
１の遅延手段からの出力信号とを複素乗算する第
１の複素乗手段と、前記第１の遅延手段からの出
力信号の共役信号と前記第２の遅延手段からの出
力信号とを複素乗算する第２の複素乗算手段と、
前記第１の複素乗算手段からの出力信号と前記第
２の複素乗算手段の出力信号との差を出力する減
算手段と、該減算手段の出力信号の絶対値の二乗
を出力する二乗手段と、前記入力信号の絶対値の
四乗を出力する四乗手段と、該四乗手段からの出
力信号と予め定めた定数をと乗算する乗算手段
と、該乗算手段からの出力信号と前記二乗手段か
らの出力信号との振幅を比較しこの比較結果に応
答して２値信号を出力するレベル比較手段と、該
レベル比較手段からの２値信号を一定周期で検出
しこのときの該２値信号の状態に応答してカウン
トアツプまたはカウントダウンを行なうアツプダ
ウンカウンタと、該アツプダウンカウンタの内容
が予め定めた上限値を越えたときには前記アツプ
ダウンカウンタを初期化するとともに第１のパル
スを出力し前記アツプダウンカウンタの内容が予
め定めた下限値を越えたときには前記アツプダウ
ンカウンタを初期化するとともに第２のパルスを
出力する比較手段と、前記第１のパルスと第２の
パルスとを判別しこの判別結果に応答して２値信
号を出力する判別手段とから構成される。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明
する。
する。
図は本発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。
る。
遅延回路１および２は縦続に接続されており、
遅延回路１への入力信号ａは共役回路３に与えら
れ、該共役回路３の出力信号ｄと前記遅延回路１
の出力信号ｂとは複素乗算器５に与えられる。ま
た、前記遅延回路２への入力信号ｂは共役回路４
に与えられており、該共役回路４の出力信号ｅと
前記遅延回路２の出力信号ｃとは複素乗算器６に
与えられる。複素乗算器５および６からの出力信
号ｆおよびｇは減算器７に与えられ、該減算器７
の出力信号ｈは二乗回路８により絶対値の二乗値
信号ｉとして出力される。
遅延回路１への入力信号ａは共役回路３に与えら
れ、該共役回路３の出力信号ｄと前記遅延回路１
の出力信号ｂとは複素乗算器５に与えられる。ま
た、前記遅延回路２への入力信号ｂは共役回路４
に与えられており、該共役回路４の出力信号ｅと
前記遅延回路２の出力信号ｃとは複素乗算器６に
与えられる。複素乗算器５および６からの出力信
号ｆおよびｇは減算器７に与えられ、該減算器７
の出力信号ｈは二乗回路８により絶対値の二乗値
信号ｉとして出力される。
前記入力信号ａは四乗回路９にも与えられ、該
四乗回路９の出力信号ｊは乗算器１０により一定
定数αと乗算され、出力信号ｋとなる。
四乗回路９の出力信号ｊは乗算器１０により一定
定数αと乗算され、出力信号ｋとなる。
レベル比較回路１１は二乗回路８の出力信号ｉ
と乗算器１０の出力信号ｋとを入力とし、出力信
号ｋとｉとの振幅の大小関係により、（信号ｋの
振幅）＞（信号ｉの振幅）のときは“１”を、（信
号ｋの振幅）＜（信号ｉの振幅）のときは“０”を
出力信号ｌとして出力する。
と乗算器１０の出力信号ｋとを入力とし、出力信
号ｋとｉとの振幅の大小関係により、（信号ｋの
振幅）＞（信号ｉの振幅）のときは“１”を、（信
号ｋの振幅）＜（信号ｉの振幅）のときは“０”を
出力信号ｌとして出力する。
レベル比較回路１１の出力ｌ信号はアツプダウ
ンカウンタ１２に与えられる。アツプダウンカウ
ンタ１２は、信号ｌが“１”のときには一定量づ
つ一定周期で加算され、信号ｌが“０”のときに
は一定量づつ一定周期で減算される。アツプダウ
ンカウンタ１２のカウンタ出力ｍはコンパレータ
１３および１４に入力されている。該コパレータ
１３では、前記カウンタ出力ｍと予め定めた上限
値MMAXとを比較しｍ＞MMAXとなつたときにカウ
ンタクリアパルスｏとして“１”を出力するとと
もにセツトパルスｒとして“１”を出力する。ま
た、前記コンパレータ１４は、前記カウンタ出力
ｍと予め定めた下限値MMINとを比較し、ｍ＜
MMINとなつたときにカウンタクリアパルスｎと
して“１”を出力するとともにリセツトパルスｑ
として“１”を出力する。前記カウンタクリアパ
ルスｏおよびｎはオア回路１５により論理和がと
られ、該オア回路１５の出力信号ｐと“１”とな
つたとき前記アツプダウンカウンタ１２が初期化
される。フリツプフロツプ１６は前記セツトパル
スｒおよびリセツトパルスｑによりそれぞれセツ
トおよびリセツトされ、該フリツプフロツプの出
力として“１”および“０”が端子Ｂに得られ
る。
ンカウンタ１２に与えられる。アツプダウンカウ
ンタ１２は、信号ｌが“１”のときには一定量づ
つ一定周期で加算され、信号ｌが“０”のときに
は一定量づつ一定周期で減算される。アツプダウ
ンカウンタ１２のカウンタ出力ｍはコンパレータ
１３および１４に入力されている。該コパレータ
１３では、前記カウンタ出力ｍと予め定めた上限
値MMAXとを比較しｍ＞MMAXとなつたときにカウ
ンタクリアパルスｏとして“１”を出力するとと
もにセツトパルスｒとして“１”を出力する。ま
た、前記コンパレータ１４は、前記カウンタ出力
ｍと予め定めた下限値MMINとを比較し、ｍ＜
MMINとなつたときにカウンタクリアパルスｎと
して“１”を出力するとともにリセツトパルスｑ
として“１”を出力する。前記カウンタクリアパ
ルスｏおよびｎはオア回路１５により論理和がと
られ、該オア回路１５の出力信号ｐと“１”とな
つたとき前記アツプダウンカウンタ１２が初期化
される。フリツプフロツプ１６は前記セツトパル
スｒおよびリセツトパルスｑによりそれぞれセツ
トおよびリセツトされ、該フリツプフロツプの出
力として“１”および“０”が端子Ｂに得られ
る。
入力端子Ａから与えられる入力信号ａは、デー
タ通信用変復調装置の受信入力を復調して得られ
た複素ベースバンド信号であり（デジタル信号で
もアナログ信号でもよい）、前記遅延回路１およ
び２、複素乗算器５および６ならびに減算器７等
は全て複素数（または複素量）を処理する回路で
ある。また、遅延回路１および２の遅延時間はい
ずれもτであつて等しい。共役回路３および４は
それぞれ入力信号ａおよびｂの複素共役をとる回
路である。
タ通信用変復調装置の受信入力を復調して得られ
た複素ベースバンド信号であり（デジタル信号で
もアナログ信号でもよい）、前記遅延回路１およ
び２、複素乗算器５および６ならびに減算器７等
は全て複素数（または複素量）を処理する回路で
ある。また、遅延回路１および２の遅延時間はい
ずれもτであつて等しい。共役回路３および４は
それぞれ入力信号ａおよびｂの複素共役をとる回
路である。
減算器７は前記複素乗算器５および６の出力信
号ｆおよびｇのそれぞれの実数部および虚数部を
別々に減算する。二乗回路８は、例えば減算器７
の出力信号ｈの実数部の二乗値と虚数部の二乗値
を加えること等によつて、入力信号ｈの絶対値の
二乗値を出力する回路である。また、四乗回路９
は二乗回路とこの出力を二乗する乗算器を組み合
わせた回路すなわち入力信号ａの絶対値の四乗値
を出力する回路であり、乗算器１０は入力信号ｊ
と一定定数αとを乗算する回路である。
号ｆおよびｇのそれぞれの実数部および虚数部を
別々に減算する。二乗回路８は、例えば減算器７
の出力信号ｈの実数部の二乗値と虚数部の二乗値
を加えること等によつて、入力信号ｈの絶対値の
二乗値を出力する回路である。また、四乗回路９
は二乗回路とこの出力を二乗する乗算器を組み合
わせた回路すなわち入力信号ａの絶対値の四乗値
を出力する回路であり、乗算器１０は入力信号ｊ
と一定定数αとを乗算する回路である。
次に本実施例の動作について説明する。入力信
号ａは時間ｔの関数であり、これをＳ（ｔ）とす
ると、乗算器５の一方の入力信号ｄはS*（ｔ）
（ここで、“＊”は複素共役を表わす）となる。一
方、遅延回路１の出力信号ｂは（Ｓ（ｔ−τ）と
なる。したがつて、乗算器５の出力ｆは、 ｆ＝S*（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） となる。同様に、乗算器６の出力ｇは、 ｇ＝S*（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） となるから、減算器７の出力ｈは、 ｈ＝S*（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） −S*（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） となる。該出力ｈは、入力信号ａが正弦波のとき
は０になり、また、正弦波に多少の白色雑音が混
入されているときにおいても０に近い値となる。
入力信号が位相のランダムに変化するデータ信号
のときは、出力ｈの値は時間的に大きく変動する
ことになる。
号ａは時間ｔの関数であり、これをＳ（ｔ）とす
ると、乗算器５の一方の入力信号ｄはS*（ｔ）
（ここで、“＊”は複素共役を表わす）となる。一
方、遅延回路１の出力信号ｂは（Ｓ（ｔ−τ）と
なる。したがつて、乗算器５の出力ｆは、 ｆ＝S*（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） となる。同様に、乗算器６の出力ｇは、 ｇ＝S*（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） となるから、減算器７の出力ｈは、 ｈ＝S*（ｔ）・Ｓ（ｔ−τ） −S*（ｔ−τ）・Ｓ（ｔ−2τ） となる。該出力ｈは、入力信号ａが正弦波のとき
は０になり、また、正弦波に多少の白色雑音が混
入されているときにおいても０に近い値となる。
入力信号が位相のランダムに変化するデータ信号
のときは、出力ｈの値は時間的に大きく変動する
ことになる。
また、四乗回路９の出力ｊは、
ｊ＝｜Ｓ（ｔ）｜4（“｜｜”は絶対値をあらわす）
となる。この出力ｊは、入力信号ａが正弦波のと
きには一定値となるが、データ信号のときには時
間的に大きく変動する値となる。
きには一定値となるが、データ信号のときには時
間的に大きく変動する値となる。
すなわち、入力信号ａが正弦波のときには、
Ｓ（ｔ）＝Aejwt
とすると、前記減算器７の出力ｈは、
ｈ＝０
となる。よつて、二乗回路８の出力ｉは、
ｉ＝０
となる。また、四乗回路９の出力ｊは、
ｊ＝A4
となる。よつて、乗算器１０の乗数αを正の数に
選べば、 ｋ＝αA4＞０ となり、レベル比較回路１１の出力ｌは、常に、
“１”となる。
選べば、 ｋ＝αA4＞０ となり、レベル比較回路１１の出力ｌは、常に、
“１”となる。
ところが、入力信号ａが、位相のランダムに変
化するデータ信号のときには、レベル比較回路１
１への入力信号ｉおよびｋが共に時間ｔにより大
きくランダムに変動するため、レベル比較回路１
１の出力ｌは“１”と“０”とをランダムにとる
値となる。よつて、レベル比較回路１１の出力ｌ
を適当にフイルタリングすることにより正弦波と
データ信号とを判別することができる。
化するデータ信号のときには、レベル比較回路１
１への入力信号ｉおよびｋが共に時間ｔにより大
きくランダムに変動するため、レベル比較回路１
１の出力ｌは“１”と“０”とをランダムにとる
値となる。よつて、レベル比較回路１１の出力ｌ
を適当にフイルタリングすることにより正弦波と
データ信号とを判別することができる。
アツプダウンカウンタ１２と、コンパレータ１
３および１４と、フリツプフロツプ１６と、オア
回路１５とでランダムウオークフイルタを構成し
ており、コンパレータ１３および１４の上限値
MMAXおよび下限値MMINを適当に選ぶことによ
り、アツプダウンカウンタ１２への入力ｌが
“１”の連続かまたは“０”に比べて“１”の割
合が非常に多いときには、フリツプフロツプ１６
の出力Ｓが常に“１”となり入力信号ａが正弦波
であることを示し、一方、入力ｌが“１”と
“０”との相方をランダムにとるときには、出力
Ｓが常に“０”となり、入力信号ａは正弦波でな
いことを示すように動作する。二乗回路８の出力
ｉは入力信号ａが白色雑音等を含んだ正弦波であ
るときには０とならず、白色雑音等の電力に応じ
た大きさをとるが、乗算器１０の乗数αを適当に
大きな値に選ぶことにより、入力信号ａの正弦波
成分に比べて白色雑音等の成分が十分に小さいと
きには、レベル比較回路１１の入力ｋとｉの間に
（信号ｋの振幅）＞（信号ｉの振幅）の関係を持た
せることができ、同様に、正弦波検出を行なうこ
とができる。
３および１４と、フリツプフロツプ１６と、オア
回路１５とでランダムウオークフイルタを構成し
ており、コンパレータ１３および１４の上限値
MMAXおよび下限値MMINを適当に選ぶことによ
り、アツプダウンカウンタ１２への入力ｌが
“１”の連続かまたは“０”に比べて“１”の割
合が非常に多いときには、フリツプフロツプ１６
の出力Ｓが常に“１”となり入力信号ａが正弦波
であることを示し、一方、入力ｌが“１”と
“０”との相方をランダムにとるときには、出力
Ｓが常に“０”となり、入力信号ａは正弦波でな
いことを示すように動作する。二乗回路８の出力
ｉは入力信号ａが白色雑音等を含んだ正弦波であ
るときには０とならず、白色雑音等の電力に応じ
た大きさをとるが、乗算器１０の乗数αを適当に
大きな値に選ぶことにより、入力信号ａの正弦波
成分に比べて白色雑音等の成分が十分に小さいと
きには、レベル比較回路１１の入力ｋとｉの間に
（信号ｋの振幅）＞（信号ｉの振幅）の関係を持た
せることができ、同様に、正弦波検出を行なうこ
とができる。
また、上述の動作は、入力信号ａが正弦波であ
ればよいのであつて、その周波数には無関係であ
る。したがつて、複数の正弦波が使用される回線
であつても、上記正弦波検出回路を１つ備えれば
よく、従来のように、正弦波信号周波数の各々に
対応した帯域フイルタ等を備える必要はない。
ればよいのであつて、その周波数には無関係であ
る。したがつて、複数の正弦波が使用される回線
であつても、上記正弦波検出回路を１つ備えれば
よく、従来のように、正弦波信号周波数の各々に
対応した帯域フイルタ等を備える必要はない。
また、上述の動作は基本的に入力信号ａの絶対
レベルに無関係であり、入力信号ａに十分な
AGCがかかつていること等は要求されない。ま
た、上述の構成は、全てデイジタル処理で行うこ
とが可能であるからLSIやマイクロプロセツサに
より容易に構成することができる。
レベルに無関係であり、入力信号ａに十分な
AGCがかかつていること等は要求されない。ま
た、上述の構成は、全てデイジタル処理で行うこ
とが可能であるからLSIやマイクロプロセツサに
より容易に構成することができる。
以上のように、本発明には、データ信号と正弦
波信号とを従来のように正弦波信号の数に応じた
帯域波器等を必要とせずに簡単な回路構成によ
り判別することができしかも入力信号の絶対レベ
ルに依存しないため入力信号の立ち上がり時およ
び入力信号にレベルヒツト等があつたときにも安
定に動作するという効果がある。
波信号とを従来のように正弦波信号の数に応じた
帯域波器等を必要とせずに簡単な回路構成によ
り判別することができしかも入力信号の絶対レベ
ルに依存しないため入力信号の立ち上がり時およ
び入力信号にレベルヒツト等があつたときにも安
定に動作するという効果がある。
図は本発明の一実施例を示すブロツク図であ
る。 １…遅延回路、２…遅延回路、３…共役回路、
４…共役回路、５…複素乗算器、６…複素乗算
器、７…減算器、８…二乗回路、９…四乗回路、
１０…乗算器、１１…レベル比較回路、１２…ア
ツプダウンカウンタ、１３…コンパレータ、１４
…コンパレータ、１５…オア回路、１６…フリツ
プフロツプ。
る。 １…遅延回路、２…遅延回路、３…共役回路、
４…共役回路、５…複素乗算器、６…複素乗算
器、７…減算器、８…二乗回路、９…四乗回路、
１０…乗算器、１１…レベル比較回路、１２…ア
ツプダウンカウンタ、１３…コンパレータ、１４
…コンパレータ、１５…オア回路、１６…フリツ
プフロツプ。
Claims (1)
- １ 入力信号を予め定めた時間だけ遅延させる第
１の遅延手段と、該第１の遅延手段からの出力信
号を前記予め定めた時間と等しい時間だけ遅延さ
せる第２の遅延手段と、前記入力信号の共役信号
と前記第１の遅延手段からの出力信号とを複素乗
算する第１の複素乗算手段と、前記第１の遅延手
段からの出力信号の共役信号と前記第２の遅延手
段からの出力信号とを複素乗算する第２の複素乗
算手段と、前記第１の複素乗算手段からの出力信
号と前記第２の複素乗算手段からの出力信号との
差を出力する減算手段と、該減算手段からの出力
信号の絶対値の二乗を出力する二乗手段と、前記
入力信号の絶対値の四乗を出力する四乗手段と、
該四乗手段からの出力信号と予め定めた定数とを
乗算する乗算手段と、該乗算手段からの出力信号
と前記二乗手段からの出力信号との振幅を比較し
この比較結果に応答して２値信号を出力するレベ
ル比較手段と、該レベル比較手段からの２値信号
を一定周期で検出しこのときの該２値信号の状態
に応答してカウントアツプまたはカウントダウン
を行なうアツプダウンカウンタと、該アツプダウ
ンカウンタの内容が予め定めた上限値を越えたと
きには前記アツプダウンカウンタを初期化すると
ともに第１のパルスを出力し前記アツプダウンカ
ウンタの内容が予め定めた下限値を越えたときに
は前記アツプダウンカウンタを初期化するととも
に第２のパルスを出力する比較手段と、前記第１
のパルスと第２のパルスとを判別しこの判別結果
に応答して２値信号を出力する判別手段とから構
成されたことを特徴とする正弦波検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP379882A JPS58120352A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 正弦波検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP379882A JPS58120352A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 正弦波検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58120352A JPS58120352A (ja) | 1983-07-18 |
| JPS6362149B2 true JPS6362149B2 (ja) | 1988-12-01 |
Family
ID=11567209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP379882A Granted JPS58120352A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 正弦波検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58120352A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0634484B2 (ja) * | 1984-08-14 | 1994-05-02 | 富士通株式会社 | トーン検出方法 |
-
1982
- 1982-01-13 JP JP379882A patent/JPS58120352A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58120352A (ja) | 1983-07-18 |
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