JPS645765B2 - - Google Patents
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- JPS645765B2 JPS645765B2 JP15893282A JP15893282A JPS645765B2 JP S645765 B2 JPS645765 B2 JP S645765B2 JP 15893282 A JP15893282 A JP 15893282A JP 15893282 A JP15893282 A JP 15893282A JP S645765 B2 JPS645765 B2 JP S645765B2
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 37
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 22
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
〔利用分野〕
本発明は、デイジタルフイルタ演算装置に関
し、特に、アナログ信号をサンプリングしてデイ
ジタル量に変換した信号に基づいて算出された状
態量に含まれる、周期性の変動分−いわゆるリツ
プル分を、効果的に除去することのできるデイジ
タルフイルタ演算装置に関する。 〔従来技術〕 従来の、アナログ信号を一定時間間隔でサンプ
リングして得られたデイジタル量から、特定の状
態量の算出を行うデイジタル演算装置では、入力
信号が周波数成分を有する場合、状態量演算結果
に含まれるリツプル分の除去を行うため、デイジ
タルフイルタリング処理を施している。 このフイルタリング処理方式としては、通常、
状態量演算結果を入力信号とする移動平均値算出
法が用いられる。 さらに、このときのリツプル分除去効果を改善
するため、例えば、特願昭54−125382号（特開昭
56−50462号）「移動平均値デイジタル演算制御装
置」に示されているように、サンプリング時間間
隔と移動平均値算出に使用するデータ個数との間
に、入力アナログ信号のある特定周波数成分fO
で、下記の条件(1)〜(3)が成立するように設定する
ことが知られている。 条件(1) 移動平均値算出に用いるＮ個の状態量データ
が、等価的にみて、状態量のもつ周期成分の一周
期の中に収まること。すなわち、 Nθ＝Mτ ……(1) 換言すれば、Nθ／τが正整数Ｍであること。 条件(2) 移動平均値算出に用いるＮ個のデータの位相的
な位置関係が、等価的に等間隔に配置されるこ
と。すなわち、 Ｎ≠Ｋ・Ｍ ……(2) 換言すれば、Ｎ／Ｍが正整数でないこと。 条件(3) 移動平均値算出に用いるＮ個のデータの位相的
な位置関係において、同一の位相点となるデータ
が存在しないこと。すなわち、 Ｋ・θ≠τ ……(3) たゞし、前記の(1)〜(3)式において、各記号の定
義はつぎのとおりである。 θ＝2πfO／fS τ＝2πfO／fT Ｍ：２以上の正の整数 Ｋ：１以上の正の整数 fS：サンプリング周波数（Hz） fT：状態量（移動平均値演算装置への入力信
号）のもつ基本周波数（Hz） fO：アナログ入力信号の基本周波数（Hz） 第１図は、以上に述べた従来のデイジタルフイ
ルタ演算装置の一例を示すブロツク図であり、交
流電圧Ｖと交流電流Ｉをアナログ入力信号とし
て、有効電力PF1を算出する場合を示す。 同図において、１はアナログ／デイジタル変換
器、２はサンプリングタイミング制御装置、３は
状態量（この場合は、有効電力）の算出を行うた
めの乗算器、４は移動平均値算出装置である。 また、Ｖは交流電圧入力信号、Ｉは交流電流入
力信号、Ｐは乗算器３の出力信号である時系列デ
ータ、PF1は移動平均値算出装置４の出力信号を、
それぞれ示す。 この例においてアナログ入力信号Ｖ及びＩを Ｖ＝Vnsin（ωt） Ｉ＝Insin（ωt−θ0） 但し、ω＝2πf0 とすると、サンプリング時刻Ｔ＝tiにおけるアナ
ログ／デイジタル変換器１の各出力信号は下記の
(4)(5)式のようになる。 VT=ti＝Vnsin（2πf0／fS・ｉ） ……(4) IT=ti＝Insin（2πf0／fS・ｉ−θ0） ……(5) ｉ＝１、２、……なる自然数 従つて、状態量の演算を行う乗算器３の出力信
号Ｐは、(6)式であらわされることとなる。 PT=ti＝VnIn／２cosθ0−VnIn／２cos（4πf0／fS・ｉ
−θ0） ……(6) この場合、明らかなように、移動平均値算出装
置４は、前記(6)式の第２項の２倍周波数成分を除
去することがその目的となる。 ここで、例えば、アナログ入力信号の基本周波
数f0を50Hzとすると、状態量のもつ基本周波数fT
は、２・f0すなわち100Hzとなる。このときの、
移動平均値算出のための前記条件式(1)〜(3)を満足
するサンプリング周波数fS、および移動平均値算
出に用いるデータ個数として fS＝562.5Hz Ｎ＝45 を選択したものとする。 これらの数値を前記条件式(1)〜(3)に代入する
と、まず(1)式については、 Ｍ＝Nθ／τ＝45・fT／fS＝45×100／562.5＝８ すなわち、Ｍは正整数となるので、(1)式は満足
されていることが分る。 つぎに、Ｎ＝45、Ｍ＝８を(2)式に代入すると、
Ｎ／Ｍ＝45／８＝5.625で、その商は正整数でな
いから、(2)式も満足されることが分る。 最後に前記θ、τの値を(3)式に代入すると、
τ／θ＝fS／fT＝562.5／100＝5.625となり、その
商が正整数でないから、(3)式も満足されることが
分る。 上記のようにサンプリング条件を設定した場
合、前記の(4)、(5)式から分るように、アナログ入
力である交流電圧、電流Ｖ、Ｉはθ＝2πf0／fS＝
32゜の間隔でサンプリングされて乗算器３に供給
される。また乗算器３の出力すなわち、状態量で
ある電力は、(6)式から分るように、入力電圧、電
流の２倍の周波数成分を含むから、前記のサンプ
リング間隔32゜は、状態量である電力に対しては、
32×２＝64゜のサンプリング間隔に相当する。 状態量である電力波形を64゜のサンプリング間
隔でプロツトすると、第８図（ここでは、一部し
か図示していないが）のようになり、各サンプリ
ング点が位相的に8゜の等間隔で固定的に分布する
ことが分る。なお同図において、円の外側の数字
はサンプリング番号ｉであり、円の内側の数字は
これに対応する位相角である。 以上の説明から明らかなように、このときの移
動平均値算出装置４の出力PF1に含まれる検出誤
差は、ｆ＝50Hzでは(6)式に示した第２項成分は完
全に零となる。 しかし、それ以外の周波数範囲では前記の３条
件が成立せず、時系列データである状態量のサン
プリング位相が周波数の50Hzからのずれの増大に
伴つて大きくなるので、移動平均値の誤差も徐々
に大きくなる。例えば、力率1.0の時、第２図に
示した検出誤差−入力周波数特性の斜線を施した
領域に存在するようになる。なお、第２図におい
て、横軸は入力周波数、縦軸は検出差である。 上述した従来装置においては、第２図に示した
ように、移動平均値算出装置４によるリツプル分
除去効果が、ある特定の周波数（例えば、第２図
の例でいえば50Hz）のときに極大となり、検出差
が最小となるようにサンプリング周波数及び移動
平均値算出に用いるデータ個数の設定がなされて
いる。 このため、状態量の検出が、ある周波数領域
（f1≦ｆ≦f2）にわたつて必要となる場合には、
実用上次のような問題点があつた。 すなわち、検出誤差が、第２図に示したよう
に、周波数によつて変化するために、検出誤差が
極小値となる値から、入力信号の周波数がずれる
程、移動平均値算出装置によるリツプル分除去効
果の不完全さに起因する誤差が急激に増大し、実
用上必要とされる検出精度が得られなくなるとい
う欠点を有していた。 〔目的〕 本発明の目的は、前述の欠点を除去し、移動平
均値算出によるリツプル分除去効果が、任意の周
波数領域にわたつて良好なデイジタルフイルタ演
算装置を提供することにある。 〔概要〕 本発明は、前記した移動平均値算出結果に含ま
れるリツプル分が移動平均値算出装置の入力信号
の周波数成分であることに着目し、このリツプル
成分を第２の移動平均値算出装置により除去する
構成としたものである。 そして、本発明の特徴は、第２の移動平均値算
出装置に用いられる時系列データ−すなわち、前
記の移動平均値算出装置の出力信号の個数を、こ
れら個数の時系列データの位相間隔の合計がその
時系列データの周期の整数倍に近くなるような値
に選定した点にある。 また本発明の他の特徴は、第２の移動平均値算
出装置においてリツプル分除去効果が最大となる
周波数を、第１の移動平均値算出装置の中心周波
数と異なる値とすることにより、任意の周波数領
域にわたつて検出誤差特性がほぼ平坦化されるよ
うにした点にある。 〔実施例〕 本発明の１実施例を第３図に示す。同図におい
て第１図と同等のものには同一の符号、番号が付
してある。 同図において４は第１段目の移動平均値算出装
置、４Ａは第２段目の移動平均値算出装置、PF1
は第１段目の移動平均値算出装置４の出力信号で
ある第一時系列データ、PF2は第２の移動平均値
算出装置の出力信号である第二時系列データを示
す。 この実施例において、第１段目の移動平均値算
出装置４で用いるデータ個数Ｎ、及びアナログ入
力信号のサンプリング周波数fSは、前記した条件
式(1)〜(3)を満足するよう設定されているものとす
る。 すなわち、例えば、以下では入力周波数f0は50
Hzを基準とし、サンプリング周波数fSは562.5Hz、
データ個数Ｎは45に選定されているものとする。 この状態において、入力周波数がf0からfA（＝f0
＋Δf）まで、Δfだけ変化したものとすると、第
１の移動平均値算出の結果PF1は、(6)式のPTをｉ
＝１からｉ＝45まで平均したものであるから、(7)
式で表わされるようになる。 PF1＝１／4545 〓i=1 VnIn／２cosθ0＋１／4545 〓 〓i=1 VnIn／２cos（4π（f0＋Δf）／fS・ｉ−θ0）……(
7) 前記(7)式中の第２項目の、２倍周波数成分の移
動平均値は、各データの位相的な位置関係がΔf
の変化に応じて変わるため、完全には除去できな
くなる。そして、この分がリツプル分として、第
１段目の移動平均値算出装置４の出力信号（第二
時系列信号に現われることになる。 このときのリツプル成分の基本周波数はfAの２
倍の周波数成分2fAであり、かつそのデータの位
相間隔は2π（2fA）／fSで規定されることになる。 このため、第２段目の移動平均値算出装置４Ａ
においては、周波数成分が2fA、データの位相上
の間隔が2π（2fA）／fSで与えられる時系列データ
の移動平均値を求めることになる。 今、fA＝fAOにおいて、完全にこのリツプル分
を除去できるような、移動平均値算出に用いるデ
ータ個数をNAとすると、NAは(8)式の関係で与え
られる。 2π・（2fAO）／fS・NA＝τA・kA ……(8) たゞし、 fAO：第２段目の移動平均値算出によりリツプ
ル分が零となる第２段目入力信号PF1の周波数 τA：第２段目入力信号PF1のもつ周期 NA：１、２……なる正の整数 kA：１、２……なる正の整数 すなわち、NA個のデータの位相間隔の合計が、
その時系列データの周期の整数倍に等しくなるよ
うにすればよい。これを第３図に示した実施例で
みると、τA＝2πとなる。そこで、前記(8)式からこ
のときのfAOを求めると fAO＝kA／２・NA・fS となる。 第１表は、kA、NA及びリツプル分が零となる
周波数fAO、ならびに第１段目の移動平均値算出
装置４の中心周波数f0からの周波数偏差ΔfAを、
サンプリング周波数fSが562.5Hzの場合について試
算した例を示したものである。 第１表に示した如く、第１段目の移動平均値算
し、特に、アナログ信号をサンプリングしてデイ
ジタル量に変換した信号に基づいて算出された状
態量に含まれる、周期性の変動分−いわゆるリツ
プル分を、効果的に除去することのできるデイジ
タルフイルタ演算装置に関する。 〔従来技術〕 従来の、アナログ信号を一定時間間隔でサンプ
リングして得られたデイジタル量から、特定の状
態量の算出を行うデイジタル演算装置では、入力
信号が周波数成分を有する場合、状態量演算結果
に含まれるリツプル分の除去を行うため、デイジ
タルフイルタリング処理を施している。 このフイルタリング処理方式としては、通常、
状態量演算結果を入力信号とする移動平均値算出
法が用いられる。 さらに、このときのリツプル分除去効果を改善
するため、例えば、特願昭54−125382号（特開昭
56−50462号）「移動平均値デイジタル演算制御装
置」に示されているように、サンプリング時間間
隔と移動平均値算出に使用するデータ個数との間
に、入力アナログ信号のある特定周波数成分fO
で、下記の条件(1)〜(3)が成立するように設定する
ことが知られている。 条件(1) 移動平均値算出に用いるＮ個の状態量データ
が、等価的にみて、状態量のもつ周期成分の一周
期の中に収まること。すなわち、 Nθ＝Mτ ……(1) 換言すれば、Nθ／τが正整数Ｍであること。 条件(2) 移動平均値算出に用いるＮ個のデータの位相的
な位置関係が、等価的に等間隔に配置されるこ
と。すなわち、 Ｎ≠Ｋ・Ｍ ……(2) 換言すれば、Ｎ／Ｍが正整数でないこと。 条件(3) 移動平均値算出に用いるＮ個のデータの位相的
な位置関係において、同一の位相点となるデータ
が存在しないこと。すなわち、 Ｋ・θ≠τ ……(3) たゞし、前記の(1)〜(3)式において、各記号の定
義はつぎのとおりである。 θ＝2πfO／fS τ＝2πfO／fT Ｍ：２以上の正の整数 Ｋ：１以上の正の整数 fS：サンプリング周波数（Hz） fT：状態量（移動平均値演算装置への入力信
号）のもつ基本周波数（Hz） fO：アナログ入力信号の基本周波数（Hz） 第１図は、以上に述べた従来のデイジタルフイ
ルタ演算装置の一例を示すブロツク図であり、交
流電圧Ｖと交流電流Ｉをアナログ入力信号とし
て、有効電力PF1を算出する場合を示す。 同図において、１はアナログ／デイジタル変換
器、２はサンプリングタイミング制御装置、３は
状態量（この場合は、有効電力）の算出を行うた
めの乗算器、４は移動平均値算出装置である。 また、Ｖは交流電圧入力信号、Ｉは交流電流入
力信号、Ｐは乗算器３の出力信号である時系列デ
ータ、PF1は移動平均値算出装置４の出力信号を、
それぞれ示す。 この例においてアナログ入力信号Ｖ及びＩを Ｖ＝Vnsin（ωt） Ｉ＝Insin（ωt−θ0） 但し、ω＝2πf0 とすると、サンプリング時刻Ｔ＝tiにおけるアナ
ログ／デイジタル変換器１の各出力信号は下記の
(4)(5)式のようになる。 VT=ti＝Vnsin（2πf0／fS・ｉ） ……(4) IT=ti＝Insin（2πf0／fS・ｉ−θ0） ……(5) ｉ＝１、２、……なる自然数 従つて、状態量の演算を行う乗算器３の出力信
号Ｐは、(6)式であらわされることとなる。 PT=ti＝VnIn／２cosθ0−VnIn／２cos（4πf0／fS・ｉ
−θ0） ……(6) この場合、明らかなように、移動平均値算出装
置４は、前記(6)式の第２項の２倍周波数成分を除
去することがその目的となる。 ここで、例えば、アナログ入力信号の基本周波
数f0を50Hzとすると、状態量のもつ基本周波数fT
は、２・f0すなわち100Hzとなる。このときの、
移動平均値算出のための前記条件式(1)〜(3)を満足
するサンプリング周波数fS、および移動平均値算
出に用いるデータ個数として fS＝562.5Hz Ｎ＝45 を選択したものとする。 これらの数値を前記条件式(1)〜(3)に代入する
と、まず(1)式については、 Ｍ＝Nθ／τ＝45・fT／fS＝45×100／562.5＝８ すなわち、Ｍは正整数となるので、(1)式は満足
されていることが分る。 つぎに、Ｎ＝45、Ｍ＝８を(2)式に代入すると、
Ｎ／Ｍ＝45／８＝5.625で、その商は正整数でな
いから、(2)式も満足されることが分る。 最後に前記θ、τの値を(3)式に代入すると、
τ／θ＝fS／fT＝562.5／100＝5.625となり、その
商が正整数でないから、(3)式も満足されることが
分る。 上記のようにサンプリング条件を設定した場
合、前記の(4)、(5)式から分るように、アナログ入
力である交流電圧、電流Ｖ、Ｉはθ＝2πf0／fS＝
32゜の間隔でサンプリングされて乗算器３に供給
される。また乗算器３の出力すなわち、状態量で
ある電力は、(6)式から分るように、入力電圧、電
流の２倍の周波数成分を含むから、前記のサンプ
リング間隔32゜は、状態量である電力に対しては、
32×２＝64゜のサンプリング間隔に相当する。 状態量である電力波形を64゜のサンプリング間
隔でプロツトすると、第８図（ここでは、一部し
か図示していないが）のようになり、各サンプリ
ング点が位相的に8゜の等間隔で固定的に分布する
ことが分る。なお同図において、円の外側の数字
はサンプリング番号ｉであり、円の内側の数字は
これに対応する位相角である。 以上の説明から明らかなように、このときの移
動平均値算出装置４の出力PF1に含まれる検出誤
差は、ｆ＝50Hzでは(6)式に示した第２項成分は完
全に零となる。 しかし、それ以外の周波数範囲では前記の３条
件が成立せず、時系列データである状態量のサン
プリング位相が周波数の50Hzからのずれの増大に
伴つて大きくなるので、移動平均値の誤差も徐々
に大きくなる。例えば、力率1.0の時、第２図に
示した検出誤差−入力周波数特性の斜線を施した
領域に存在するようになる。なお、第２図におい
て、横軸は入力周波数、縦軸は検出差である。 上述した従来装置においては、第２図に示した
ように、移動平均値算出装置４によるリツプル分
除去効果が、ある特定の周波数（例えば、第２図
の例でいえば50Hz）のときに極大となり、検出差
が最小となるようにサンプリング周波数及び移動
平均値算出に用いるデータ個数の設定がなされて
いる。 このため、状態量の検出が、ある周波数領域
（f1≦ｆ≦f2）にわたつて必要となる場合には、
実用上次のような問題点があつた。 すなわち、検出誤差が、第２図に示したよう
に、周波数によつて変化するために、検出誤差が
極小値となる値から、入力信号の周波数がずれる
程、移動平均値算出装置によるリツプル分除去効
果の不完全さに起因する誤差が急激に増大し、実
用上必要とされる検出精度が得られなくなるとい
う欠点を有していた。 〔目的〕 本発明の目的は、前述の欠点を除去し、移動平
均値算出によるリツプル分除去効果が、任意の周
波数領域にわたつて良好なデイジタルフイルタ演
算装置を提供することにある。 〔概要〕 本発明は、前記した移動平均値算出結果に含ま
れるリツプル分が移動平均値算出装置の入力信号
の周波数成分であることに着目し、このリツプル
成分を第２の移動平均値算出装置により除去する
構成としたものである。 そして、本発明の特徴は、第２の移動平均値算
出装置に用いられる時系列データ−すなわち、前
記の移動平均値算出装置の出力信号の個数を、こ
れら個数の時系列データの位相間隔の合計がその
時系列データの周期の整数倍に近くなるような値
に選定した点にある。 また本発明の他の特徴は、第２の移動平均値算
出装置においてリツプル分除去効果が最大となる
周波数を、第１の移動平均値算出装置の中心周波
数と異なる値とすることにより、任意の周波数領
域にわたつて検出誤差特性がほぼ平坦化されるよ
うにした点にある。 〔実施例〕 本発明の１実施例を第３図に示す。同図におい
て第１図と同等のものには同一の符号、番号が付
してある。 同図において４は第１段目の移動平均値算出装
置、４Ａは第２段目の移動平均値算出装置、PF1
は第１段目の移動平均値算出装置４の出力信号で
ある第一時系列データ、PF2は第２の移動平均値
算出装置の出力信号である第二時系列データを示
す。 この実施例において、第１段目の移動平均値算
出装置４で用いるデータ個数Ｎ、及びアナログ入
力信号のサンプリング周波数fSは、前記した条件
式(1)〜(3)を満足するよう設定されているものとす
る。 すなわち、例えば、以下では入力周波数f0は50
Hzを基準とし、サンプリング周波数fSは562.5Hz、
データ個数Ｎは45に選定されているものとする。 この状態において、入力周波数がf0からfA（＝f0
＋Δf）まで、Δfだけ変化したものとすると、第
１の移動平均値算出の結果PF1は、(6)式のPTをｉ
＝１からｉ＝45まで平均したものであるから、(7)
式で表わされるようになる。 PF1＝１／4545 〓i=1 VnIn／２cosθ0＋１／4545 〓 〓i=1 VnIn／２cos（4π（f0＋Δf）／fS・ｉ−θ0）……(
7) 前記(7)式中の第２項目の、２倍周波数成分の移
動平均値は、各データの位相的な位置関係がΔf
の変化に応じて変わるため、完全には除去できな
くなる。そして、この分がリツプル分として、第
１段目の移動平均値算出装置４の出力信号（第二
時系列信号に現われることになる。 このときのリツプル成分の基本周波数はfAの２
倍の周波数成分2fAであり、かつそのデータの位
相間隔は2π（2fA）／fSで規定されることになる。 このため、第２段目の移動平均値算出装置４Ａ
においては、周波数成分が2fA、データの位相上
の間隔が2π（2fA）／fSで与えられる時系列データ
の移動平均値を求めることになる。 今、fA＝fAOにおいて、完全にこのリツプル分
を除去できるような、移動平均値算出に用いるデ
ータ個数をNAとすると、NAは(8)式の関係で与え
られる。 2π・（2fAO）／fS・NA＝τA・kA ……(8) たゞし、 fAO：第２段目の移動平均値算出によりリツプ
ル分が零となる第２段目入力信号PF1の周波数 τA：第２段目入力信号PF1のもつ周期 NA：１、２……なる正の整数 kA：１、２……なる正の整数 すなわち、NA個のデータの位相間隔の合計が、
その時系列データの周期の整数倍に等しくなるよ
うにすればよい。これを第３図に示した実施例で
みると、τA＝2πとなる。そこで、前記(8)式からこ
のときのfAOを求めると fAO＝kA／２・NA・fS となる。 第１表は、kA、NA及びリツプル分が零となる
周波数fAO、ならびに第１段目の移動平均値算出
装置４の中心周波数f0からの周波数偏差ΔfAを、
サンプリング周波数fSが562.5Hzの場合について試
算した例を示したものである。 第１表に示した如く、第１段目の移動平均値算
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、広い周波数帯域にわたつて、従来方式との比
較で、１ケタ以上改善された検出精度を容易に得
ることができる。また、この結果として、状態量
検出結果の周波数依存特性をほぼ無くすことがで
きる。
ば、広い周波数帯域にわたつて、従来方式との比
較で、１ケタ以上改善された検出精度を容易に得
ることができる。また、この結果として、状態量
検出結果の周波数依存特性をほぼ無くすことがで
きる。
第１図は従来方式のデイジタルフイルタ演算装
置の一例を示すブロツク図、第２図はその検出誤
差−入力周波数特性図、第３図は本発明の１実施
例を示すブロツク図、第４図〜第７図は第３図に
示した本発明のデイジタルフイルタ演算装置で得
られる検出誤差−入力周波数特性図、第８図は移
動平均の誤差が零になる場合のサンプリグ位相の
１例を示す図である。 １……アナログ／デイジタル変換器、２……サ
ンプリングタイミング制御装置、３……乗算器、
４……第１段目移動平均値算出装置、４Ａ……第
２段目移動平均値算出装置。
置の一例を示すブロツク図、第２図はその検出誤
差−入力周波数特性図、第３図は本発明の１実施
例を示すブロツク図、第４図〜第７図は第３図に
示した本発明のデイジタルフイルタ演算装置で得
られる検出誤差−入力周波数特性図、第８図は移
動平均の誤差が零になる場合のサンプリグ位相の
１例を示す図である。 １……アナログ／デイジタル変換器、２……サ
ンプリングタイミング制御装置、３……乗算器、
４……第１段目移動平均値算出装置、４Ａ……第
２段目移動平均値算出装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力アナログ信号を一定の周期でサンプリン
グしてデイジタル量に変換する第１の手段、前記
デイジタル量に基づいて入力信号の特定の状態量
を算出し、第一時系列データとして出力する第２
の手段、前記状態量演算を行なう第２手段の前記
第一時系列データの移動平均値の算出を行なう第
３の手段、及び前記第３手段による移動平均値算
出結果を、第二時系列データとして入力し、再度
移動平均値の算出を行なう第４の手段を有するデ
イジタルフイルタ演算装置において、 入力アナログ信号における使用周波数帯域に関
するある予定された周波数に対して、第３の手段
における移動平均値算出に使用するＮ個の時系列
データの位相角（電気角）が、第２手段の出力信
号である第一時系列データの１周期の中に、等間
隔で、かつ位相角が重複することがなく、さらに
前記Ｎ個の時系列データの位相間隔の合計が前記
出力信号の周期の整数倍となるように、第１の手
段のサンプリング周波数を設定し、 第４の手段の移動平均値算出に用いる時系列デ
ータの個数NAは、前記NA個のデータの位相間隔
の合計が第３の手段の出力信号である第二時系列
データの周期の整数倍に近い値となるように設定
されたことを特徴とするデイジタルフイルタ演算
装置。 ２ 前記NA個のデータの位相間隔の合計が第３
の手段の出力信号である第二時系列データの周期
の整数倍に最も近い値となるように設定されたこ
とを特徴とするデイジタルフイルタ演算装置。 ３ 入力アナログ信号のある予定された周波数
が、使用周波数帯域の中心周波数に等しいことを
特徴とする前記特許請求の範囲第１項または第２
項記載のデイジタルフイルタ演算装置。 ４ 入力アナログ信号のある予定された周波数
が、使用周波数帯域の中心周波数とは異なること
を特徴とする前記特許請求の範囲第１項または第
２項記載のデイジタルフイルタ演算装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15893282A JPS5949013A (ja) | 1982-09-14 | 1982-09-14 | デイジタルフイルタ演算装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15893282A JPS5949013A (ja) | 1982-09-14 | 1982-09-14 | デイジタルフイルタ演算装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5949013A JPS5949013A (ja) | 1984-03-21 |
| JPS645765B2 true JPS645765B2 (ja) | 1989-01-31 |
Family
ID=15682485
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15893282A Granted JPS5949013A (ja) | 1982-09-14 | 1982-09-14 | デイジタルフイルタ演算装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5949013A (ja) |
-
1982
- 1982-09-14 JP JP15893282A patent/JPS5949013A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5949013A (ja) | 1984-03-21 |
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