JPH0334027B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、高速にてインピーダンスを測定する
装置に関する。更に詳述すれば、本発明は被測定
素子に流れる電流の位相と該素子に印加された電
圧の位相を比較することにより、被測定素子の未
知インピーダンスを高速にて測定する装置に関す
る。 未知インピーダンスの大きさ及び位相角を測定
するため、既知の基準信号を被測定素子に印加
し、もつて基準信号の位相変化を位相検波器で検
出することが従来から行われている。しかし上記
の位相変化を正確に測定するために、種々の方法
が知られている。その一方法として本出願人によ
る特願昭55−30740号「インピーダンス・メータ」
記載の方法は、デジタル的に位相変化量を求めよ
うとするものである。しかしデジタル的に誤差補
正を行うため複数の動作ステツプを要し、測定時
間の短縮化を図り得ないという問題を有してい
た。 よつて本発明の目的は、デジタル的にインピー
ダンス測定を行う際に必要とされる動作ステツプ
数を減少させ、もつて高速測定を可能としたイン
ピーダンス測定装置を提供せんとするものであ
る。 以下、図面を用いて本発明を詳述する。 まず第１図ないし第４図を用いて本発明の基礎
となるインピーダンス測定装置の従来技術を説明
し、次いで第５図を用いて本発明の改良点を明ら
かにする。 第１図は従来技術によるインピーダンス測定装
置の一例を示したブロツク図、第２図は第１図の
動作を説明するためのベクトル図である。 第１図において基準発振器（出力電圧E₁、発
振周波数8f）６の出力端は、1/8分周器４を介し
て第１入力端８及び被測定素子２の一方端に接続
される。被測定素子２の他方端は演算増幅器１０
の反転入力端に接続される。前記反転入力端は抵
抗器１２を介して演算増幅器１０の出力端に接続
される。よつて演算増幅器１０及び抵抗器１２
は、被測定素子２に流れる電流を電圧に変換する
Ｉ−Ｖコンバータとして働く。そして演算増幅器
１０の出力端は第２入力端１４に接続される（出
力電圧E₂）。 第１スイツチSW１は、第１入力端８又は第２
入力端１４のいずれかを選択して位相検波器１６
の一方の入力端に接続する。位相検波器１６の他
方の入力端と基準発振器６との間には、移相器１
８が接続される。ここで移相器１８とは、入力信
号８ｆを1/8に分周すると共に、その位相をシフ
ト（０、π／２、π、3π／２）し且つ方形波に
整形して送り出す回路であつて従来技術（例えば
８ビツトの循環型シフトレジスタ）により構成す
ることができる。位相検波器１６の出力端には積
分型電圧計２０が接続されており、その出力電圧
を測定する。電圧型２０には、位相検波器１６の
出力信号を平滑するためのフイルタ３０、積分時
間を調節するための第２スイツチSW２、演算増
幅器３６及び積分コンデンサ３８から成る積分器
４０、積分器４０の出力端に接続された零出力検
出器及びカウンタ５０が含まれる。なお被測定素
子２のインピーダンスを求めるためには、電圧計
２０の測定値に一定の演算をほどこす必要がある
が、これらはマイクロプロセツサ（図示されてい
ない）により行われる。 第２図において、ベクトルE₁は第１入力端８
に印加される電圧E₁、ベクトルE₂は第２入力端
１４に印加される電圧E₂を表わす。ここでベク
トルE₂は被測定素子２に流れる電流の大きさ及
びその位相に対応している。 また移相器１８の位相シフト量を零とした場
合、位相検波器１６に印加される電圧E₁と移相
器１８の出力電圧の間には、等価的にθ₁の位相差
が生じるものとする。即ちこの位相差θ₁は、位相
検波器１６の動作が理想的であると仮定した場合
に、移相器１８を含む信号経路に起因して生じる
ものと考えることができる。そのため図示された
基準ベクトルＸは、ベクトルE₁と位相差θ₁をなす
よう描かれている。 ベクトルE_Yは、ベクトルE₁に対して90°の位相
差を有する。いま被測定素子２がコンデンサであ
るとすると、ベクトルE₂は該コンデンサに流れ
る電流を表わすことになる。そして被測定コンデ
ンサの損失が零のとき（理想的なコンデンサの場
合）、ベクトルE₂はベクトルE_Yと重なりあうこと
になる（90°の進み電流が流れるため）。よつてベ
クトルE₂とE_Yとの位相差θ₄は、誘電損角δ（tanδ
＝tanθ₄）を表わすことになる。被測定素子がコ
イルの場合も同様であり、tanθ₄は損失係数Ｄを
表わすことになる。ここで損失係数Ｄは被測定素
子を表わす等価回路により、以下の通りの値を有
する（計算値の一例を示す）。 (1) 被測定素子がコンデンサC_pと抵抗器R_pの並
列等価回路から成るものと仮定した場合、 Ｄ＝１／ωC_pR_p＝１／Ｑ ω＝2πf である。 (2) 被測定素子がインダクタL_sと抵抗器R_sの直
列等価回路から成るものと仮定した場合、 Ｄ＝R_s／ωL_s＝１／Ｑ である。 第３図は、第１図に示した移相器１８及び位相
検波器１６の動作を説明した電圧波形図である。
図示された信号イは電圧E₁を示し、信号ロは移
相器１８の位相シフト量を零とした場合の移相器
出力信号を示している。これら信号イ，ロの間に
は、第２図において説明した如く、位相差θ₁が生
じている。そして第１スイツチSW１が第１入力
端側８に倒されているとき位相検波器１６から
は、検波信号ハが送り出される。これを第２図に
示したベクトル図にあてはめてみると、移相器出
力信号ロは基準ベクトルＸに対応し、検波信号ハ
は基準ベクトルＸのａ点（ａボルト）に対応す
る。 移相器１８の位相シフト量をπ／２に設定する
と、移相器出力信号ニが得られる。そして信号イ
及び移相器出力信号ニを導入した位相検波器１６
は検波信号ホを送り出す。これを第２図に示した
ベクトル図にあてはめてみると、移相器出力信号
ニは直角基準ベクトルＹに対応し、検波信号ホは
直角基準ベクトルＹのｂ点（ｂボルト）に対応す
る。 第２図に示したベクトルE₂についても同様に
考えることができる。即ち基準ベクトルＸと同相
の成分ｃは； 第１スイツチSW１を第２入力端側１４に
倒す。 移相器１８の位相シフト量を零とする。 ことにより検出される。 また直角基準ベクトルＹと同相の成分ｄは； 第１スイツチSW１を第２入力端側１４に
倒す。 移相器１８の位相シフト量をπ／２とする。 ことにより検出される。 次に第１図及び第２図を参照してインピーダン
ス測定の原理を説明する。 いま ｂ／ａ＝α ｄ／ｃ＝β ｄ／ａ＝γ とする。ここでａ，ｂ，ｃ，ｄは基準ベクトルＸ
又は直角基準ベクトルＹの各点であり、既述の如
く測定される。 すると被測定素子の損失係数Ｄは、 Ｄ＝tanδ＝tanθ₄＝tan（π／２−θ₃） ＝１／tanθ₃ また tanθ₃＝tan（θ₂−θ₁） ＝（tanθ₂−tanθ₁）／（１＋tanθ₂・tanθ₁） ＝（β−α）／（１＋α・β） ……(1) よつて Ｄ＝（１＋α・β）／（β−α） ……(2) となる。 次に被測定素子のキヤパシタンス分（またはイ
ンダクタンス分）Ｘは、 Ｘ＝｜E₂｜／｜E₁｜sinθ₃ ……(3) によつて表わすことができる。 ここで また ここでtanθ₃は第(1)式により与えられる。 よつて第(4)式、第(5)式を第(3)式に代入すること
により Ｘ＝γ／β・β−α／１＋α²……(6) となる。 かくして第(2)式及び第(6)式により、被測定素子
のインピーダンスを求めることができる。これら
演算はマイクロプロセツサ（図示されていない）
により行われる。 第４図は、第１図に示したインピーダンス測定
装置の動作を説明するためのグラフである。本図
において、縦軸は積分器４０の出力電圧、横軸は
積分時間（秒）を表わしている。そして本装置
は、以下に述べる〔〕〔〕〔〕の各ステツプ
から成るシーケンスにより作動される。各ステツ
プの動作は次の通りである。 第〔〕ステツプ 第１スイツチSW１を第１入力端側８に倒
す。 移相器１８の位相シフト量をπ／２に設定
する。 第２スイツチSW２をONして、一定時間
（T_c秒）だけ積分を行う。即ちｂボルト（第
２図参照）を印加して積分を行うことにな
る。 その後直５に、移相器１８の位相シフト量
をπに設定する。このことにより−ａボルト
（第２図参照）による積分が引き続いて行わ
れる。 積分器４０の出力電圧が所定レベルに降下
したとき第２スイツチSW２をOFFする（T₁
秒後）。 そしてT₁／T_cを計算することによりｂ／ａ＝
αを求めることができる（∵ｂ／ａ＝T₁／T_c）。 第〔〕ステツプ 第１スイツチSW１を第２入力端側１４に
倒す。 移相器１８の位相シフト量をπ／２に設定
する。 第２スイツチSW２をONして、一定時間
（T_c秒）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第
２図参照）を印加して積分を行うことにな
る。 その後直ちに、移相器１８の位相シフト量
をπに設定する。このことにより−ｃボルト
（第２図参照）による積分が引き続いて行わ
れる。 積分器４０の出力電圧が所定レベルに降下
したとき第２スイツチSW２をOFFする（T₂
秒後）。 そしてT₂／T_cを計算することによりｄ／ｃ＝
βを求めることができる（∵ｄ／ｃ＝T₂／T_c）。 第〔〕ステツプ 第１スイツチSW１を第２入力端側１４に
倒す。 移相器１８の位相シフト量をπ／２に設定
する。 第２スイツチSW２をONして、一定時間
（T_c秒）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第
２図参照）を印加して積分を行うことにな
る。 その後直ちに第１スイツチSW１を第１入
力端側８に倒すと同時に、移相器１８の位相
シフト量をπに設定する。このことにより−
ａボルト（第２図参照）による積分が引き続
いて行われる。 積分器４０の出力電圧が所定レベルに降下
したとき第２スイツチSW２をOFFする（T₃
秒後）。 そしてT₃／T_cを計算することによりｄ／ａ＝
γを求めることができる（∵ｄ／ａ＝T₃／T_c）。 上記３ステツプによりα、β、γが求められる
ため、上記第(2)式及び第(6)式を用いて損失係数お
よびインピーダンスを計算することが可能となる
（マイクロプロセツサ使用）。 上述した第〔〕ステツプはθ₁（第２図参照）
が有限値を有するために不可避な動作ステツプで
あるが、θ₁＝０となり得る場合には該第〔〕ス
テツプは不要となる。なぜなら α＝ｂ／ａ＝０ となるからである。従つて第〔〕ステツプを省
略することにより、より高速なインピーダンス測
定が可能となる。 また第(6)式は Ｘ＝γ・１／１−tanθ₁・tanθ₄ と変形することができるから、 tanθ₁・tanθ₄≪１ （ここでtanθ₄＝Ｄ） の条件を満たすとき、Ｘ＝γとなる。よつて θ₁＝０ とすることにより Ｘ＝γ＝ｄ／ａ となる。このことはリアクタンス測定に際して上
記第〔〕ステツプのみが必要とされ、第〔〕
ステツプ及び第〔〕ステツプを省略し得ること
を意味する。 かくしてθ₁＝０なる回路が実現されれば、イン
ピーダンス測定はより高速化されることになる。
本発明に係るインピーダンス測定装置は、実質的
にθ₁＝０を達成し、もつて測定の高速化を図らん
とするものである。 第５図は、本発明の一実施例によるインピーダ
ンス測定装置全体を示したブロツク図である。本
図において1600kHzの基準発振器５２はANDゲ
ート５４の第１入力端及び分周／整形回路５６に
接続されている。ここで分周比は1600であるた
め、分周／整形回路５６からは1kHzｚの正弦波
が得られる。分周／整形回路５６の出力端は被測
定素子５８及びＩ−Ｖコンバータ５７、スイツチ
５９を介して位相検波器６０の第１入力端に接続
される。分周／整形回路５６の出力端は、またリ
ミツタ６２及びフリツプフロツプ６４を介して
ANDゲート５４の第２入力端に接続される。こ
こでリミツタ６２及びフリツプフロツプ６４は、
分周／整形回路５６から得られる正弦波信号に同
期したゲート開閉信号６６を送出する。なおスイ
ツチ５９がａ側に倒されているとき、波形／整形
回路５６の出力端は位相検波器６０に直結され
る。ANDゲート５４の出力端は分周器（÷200）
６８を介して移相器７０に接続される。移相器７
０は第１図に示した移相器１８と同じく、入力周
波数を1/8に分周する共に、その位相をシフトし
且つ方形波に整形して送り出す回路（例えば８ビ
ツトの循環型シフトレジスタ、特願昭56−114285
参照）である。そして移相器７０の出力端子は位
相検波器６０の第２入力端に接続される。位相検
波器６０の出力端はデユアルスロープ積分型電圧
計７２に接続される。電圧計７２は、第１図に示
した電圧計２０と同様の構成を有する。 本装置において、被測定素子５８に印加された
1kHzの正弦波信号は一定の時間遅れ（又は進み）
をもつて位相検波器６０に印加される。いま移相
器７０の位相シフト量が零に設定されているとす
るとθ₁（第２図参照）は最大0.225度となり、ほぼ
零であると考えることができる。なぜなら1kHz
の測定信号を得るため1600kHzの基準信号を用
い、そして被測定素子に印加される信号に同期し
て開かれるANDゲート５４を通過した後に分周
を行つているからである。換言すれば被測定素子
５８に印加される1kHzの信号はベクトルE₁（第２
図参照）に相当し、基準ベクトルＸとの差θ₁は最
大でも 360×１／1600＝0.225（度） であるから、ベクトルE₁と基準ベクトルＸは実
質的に一致していると考えることができる。 よつて本装置の動作は次のように行われる（第
４図の第〔〕ステツプ参照）。 スイツチ５９をｂ側に倒すと同時に移相器７
０の位相シフト量をπ／２に設定し、一定時間
（T_c）だけ積分を行う。即ちｄボルト（第２図
参照）を印加して積分を行うことになる。 その後直ちに、スイツチ５９をａ側に倒すと
同時に移相器７０の位相シフト量をπに設定す
る。このことにより−ａボルト（第２図参照）
による積分が引続いて行われる。 積分器（図示せず）の出力電圧が所定レベル
まで降下したとき（T₃秒後）、積分を停止す
る。 そしてT₃／T_cを計算することによりｄ／ａを
求めることができる。 よつてＸ＝ｄ／ａであるから、被測定素子がコン
デンサの場合 ωc＝ｄ／ａ，ω＝2πf で与えられる。 以上詳述した如く、本発明によればリアクタン
スのみを測定する場合には動作ステツプ数が1/3
に減少するため、実際の測定時間は従来（３ステ
ツプ）に比べて1/2以下にすることができる。ま
た損失係数Ｄを併せて測定する場合にも第〔〕
ステツプ（第４図参照）を省略することができる
ため、測定を高速化することが可能である。 最後に、本出願人の試作によるインピーダンス
測定装置を用いて静電容量Ｃを測定するのに要し
た時間を実験データとして付記しておく。 【表】

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術によるインピーダンス測定装
置の一例を示したブロツク図、第２図は第１図の
動作を説明するためのベクトル図、第３図は第１
図に示した移相器１８及び位相検波器１６の動作
を説明した電圧波形図、第４図は第１図に示した
インピーダンス測定装置の動作を説明するための
グラフ、第５図は本発明の一実施例によるインピ
ーダンス測定装置全体を示したブロツク図であ
る。 ２：被測定素子、１６：位相検波器、１８：移
相器、２０：デユアルスロープ積分型電圧計、５
４：ANDゲート、５６：分周／整形回路、６
０：位相検波器、６２：リミツタ、６４：フリツ
プフロツプ、６８：分周器（÷200）、７０：移相
器、７２：デユアルスロープ積分型電圧計。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 被測定素子に基準信号を印加して得られる位
   相変化量からインピーダンスを測定する装置にお
   いて、測定周波数のｎ倍周波数を有する基準信号
   を発生する基準発振器と、前記基準信号を分周し
   て得られる測定信号を被測定素子に印加したとき
   生じる信号に同期してゲート開放信号を発生する
   同期化回路と、前記基準発振器及び前記同期化回
   路の出力端に接続されたゲート回路を含み、前記
   ゲート回路の出力端を移相器を介して位相検波器
   の位相検波制御端子に接続して成ることを特徴と
   したインピーダンス測定装置。