JPH042022B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (ア) 技術分野 この発明は光受信回路に関する。

光受信回路は、光フアイバの中を伝送された光
信号を電気信号に変え、増幅して、波形整形し、
きれいなデジタル波形を復元する回路である。

(イ) 従来技術とその問題点 波形整形は、鈍くなつたパルスを正しい矩形波
にするものであるが、これは、電圧信号をある閾
値と比較し、これより大きい場合にＨとし、これ
より小さい場合にＬとして、矩形波を作る。

はじめは、固定閾値を用い、直流増幅した信号
と比較するようにしていた。

しかし、直流増幅すると、オフセツトや温度に
よるオフセツトの変動などの問題がある。また、
光電変換器に入る光信号の強さに制限があつて、
入力ダイナミツクレンジが狭くなりすぎる、とい
う欠点があつた。

光信号の強度は正しい矩形波変化をしていない
し、なまつた波形であるから、固定閾値を用いて
二値化すると、Ｈである時間とＬである時間Th、
Tlが、光強度によつて変動する、という問題が
ある。

また、固定閾値より小さい微弱な入力信号は感
知することができない。

そこで、本発明者等は、直流増幅ではなく、い
つたん微分してから、微分波形のエツジによつて
状態が変わるようにして、このような問題を解決
した。

第４図はこのような光受信回路の構成図であ
る。

ホトダイオードPDによつて、光フアイバを伝
送された光信号が電流に変換される。

電流電圧変換回路で、これが電圧信号に変換さ
れる。さらにこれらが交流増幅回路で増幅され、
微分回路で微分されるようになつている。微分波
形は、上向きのパルスと、下向きのパルスを持つ
が、この短いパルスによつて、ヒステリシス付コ
ンパレータの出力を変化させるようにした。短い
パルスが上向きの時、ヒステリシス付コンパレー
タの出力がＬからＨに変化し、下向きの時に出力
がＨからＬに変化する。

ただし、微分波形であるので、やがて、電圧は
中間値に等しくなる。この時にコンパレータの比
較電圧を、中間値より上、又は下へ数十ｍＶ程度
ずらしておき、電圧が中間値になつても出力の値
が変わらないようにしている。

このようなコンパレータは、基準電圧が一定値
ではなく、上下に変化する。基準電圧の変化は、
出力の変化を抑え、以前の状態を維持する方向に
なされるから、ヒステリシス付コンパレータと名
づけている。

これらの構成は、例えば、本発明者達の発明に
なる特開昭60−85649、特開昭60−93856、特開昭
60−100818などに詳しく説明してある。

入力信号のダイナミツクレンジが広く、波形の
歪みがなく、温度による出力変動もない優れた光
受信回路である。

しかしながら、この回路には次のような欠点が
あつた。

ひとつは、回路を構成する素子の数が多く、高
価になる、という事である。

交流増幅、微分回路は、コンデンサＣ、抵抗
Ｒ、トランジスタなどによつて構成される。この
ため、回路が複雑である。

また、波形整形回路には、コンパレータ（IC）
と、ヒステリシス付与回路が必要である。ヒステ
リシスは、ある電圧を基準として、±Δの電圧を
加えるものである。プラスとマイナスに切り換え
るため、コンパレータの入力に接続された抵抗に
流す電流の向きを切り換えるようにする。

このためには、少なくとも３つの定電流回路を
必要とする。定電流回路の特性は、抵抗の値によ
つて決まるから、抵抗の値の精度についても厳し
い条件が課せられることもある。

もうひとつの難点は微分回路を使うので、ノイ
ズに弱いという事である。

(ウ) 目的 回路を構成する素子の数が少なく、より簡単に
作る事のできる光受信回路を与える事が本発明の
目的である。

微分回路を用いることなく、ノイズに耐える光
受信回路を与える事が本発明の第２の目的であ
る。

(エ) 構成 本発明の光受信回路は、光電変換素子、電流電
圧変換回路Ａ、交流増幅回路Ｂ、波形整形回路
Ｃ、出力バツフア回路Ｄなどよりなつている。

微分回路がなく、このためノイズに強いものと
なつている。

また、二値化するためにヒステリシス付コンパ
レータを使う必要がないので、より簡単なシユミ
ツトトリガを使つて、信号を二値化している。

交流増幅回路にひとつの特徴がある。これは、
インバータの入出力を抵抗で結合したものとして
いる。これで簡単な交流増幅回路になるのであ
る。

図面によつて説明する。

第１図は、本発明の光受信回路の回路図を示
す。第２図は電流電圧変換回路のみを示す。

光電変換素子としてホトダイオードPDが用い
られる。PDのアノードは接地されている。カソ
ード・アノード間は逆バイアスされて、光がPD
に入ると、カソードからアノードに光電流ΔIが
流れる。

電流電圧変換回路Ａは、光電流ΔIの変化を電
圧の変化に変換するものである。これは、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２などよりなつ
ている。

トランジスタＱ１のベースａは、ホトダイオー
ドPDのカソードに接続してある。トランジスタ
Ｑ１のコレクタｂは、小さな保護用抵抗Ｒ３を介
して、電源Vccにつながつている。コレクタｂ
は、コンデンサＣ１によつて接地されているか
ら、交流的にこれは電源電圧とみなすことができ
る。

Ｑ１のエミツタｃは、Ｑ２のベースに接続して
ある。Ｑ２のエミツタは接地されている。

Ｑ１，Ｑ１をダーリントン接続するから、電流
増幅率は２乗になる。

Ｑ２のコレクタｄは抵抗Ｒ２によつて、Ｒ３と
接続される。コレクタｄはダイオードＤ１によつ
て、Ｑ１のベースａに順方向に接続される。コレ
クタｄは、これに並列し、電流検出抵抗Ｒ１によ
つて、Ｑ１のベースａと接続されている。

Ｑ２のコレクタｄの電圧が電流電圧変換回路Ａ
の出力である。これを簡単にｄと書く。

Ｑ１，Ｑ２の電流増幅率をβとする。Ｑ１のベ
ース電流をＩ１，Ｑ２のベース電流をＩ２，Ｑ２
のエミツタ電流を、Ｉ３、コレクタ電流をＩ５，
Ｒ１に流れる電流をＩ４とする。

ａ点での電流について、 I1＋ΔI＝I4 (1) Ｑ１，Ｑ２の電流について、 I2＝（１＋β）I1 (2) I3＝（１＋β）I2 (3) I5＝βI2 (4) である。Ｑ１のコレクタｂをVccと書くと、 ｄ点の電圧ｄに関し、 ｄ＝Vcc−R2（I4＋I5） (5) ｄ＝2V_BE＋R1I4 (6) の式が成立する。ａ点の電位は、Ｑ１，Ｑ２のベ
ースエミツタ降下分2V_BEに常に等しいから、(6)
式がなりたつ。

これらの式から、電流増幅率βが１よりずつと
大きい、β≫１として、 ｄ2V_BER1ΔI (7) という式を得る。

出力ｄの電圧は、ホトダイオードの光電流ΔI
にＲ１を乗じた値Ｒ１ΔIとなつて、現われる。

これが電流電圧変換回路である。

ホトダイオードの逆バイアス電圧はV_BE（約
0.7V）の２倍にすぎないが、一定電圧であるの
で、光電流特性が変わらない。従つて光量に対し
て、リニヤソテイのよい電流を得ることができ
る。

光信号が大きい時、ΔIが大きくなるので、ｄ
点の電圧が上りすぎる。これがVccを越える事は
ないが、出力波形が飽和してしまうことになる。
Ｑ２のコレクタ電流が減るので、Ｑ１のベース電
流の方も減少する。Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３はほぼ一定
値でなければならないので、これは望ましくない
ことである。つまり単純な(7)式が成立しなくなつ
て波形歪みが生ずる惧がある。

そこで、バイパス用ダイオードＤ１を、Ｒ１に
並列に入れる事により、Ｒ１に加わる電圧を、約
0.7V以下になるようにしている。

電流検出用抵抗Ｒ１は大きい程、感度が高くな
る。しかし、この値に大きすぎると、速い入力変
化に追随できない。

この例では光入力信号が4Mbps（１秒間に４メ
ガビツト）の速さを持つ信号であるので、例えば
Ｒ１＝50kΩとした。Ｒ２＝2kΩである。Ｑ１，
Ｑ２は単体のトランジスタを用いた。

Vccを交流的に安定させるためのコンデンサＣ
１は、例えば0.01μFである。

以上の構成は、本発明者達が既に前記の光受信
回路などで述べたものと同じである。

次にカツプリングコンデンサＣ２（例えば
0.01μF）を通して、交流増幅回路Ｂへ通す。

ここでは３段の増幅段を示している。それぞれ
の入出力はカツプリングコンデンサＣ３，Ｃ４で
結合されている。

交流増幅であるから、相互にコンデンサを入れ
るのは当然のことであるようにみえる。

しかし、ここで用いる交流増幅回路は、通常使
われるものと異なつている。演算増幅器やコンパ
レータ、或は同調増幅などを用いない。このよう
なリニアアンプとして、通常用いられるアナログ
素子でなく、本発明ではデジタル回路素子である
インバータを用いる。

インバータは、デジタル回路に於て、最もよく
使われる素子である。入力を反転することがその
機能である。インバータを複数段つないで発振器
とすることは周知である。

しかし、インバータをリニアアンプとして使
う、という事はこれまで知られていない。本発明
者の独創である。

第３図によつて、インバータが、リニアアンプ
として使える事を説明する。第３図の曲線はイン
バータの入出力特性を表わす。横軸は入力電圧
Vinで、縦軸は出力電圧Vontである。

入力電圧が低い時、出力電圧はＨレベルにあ
る。これは定電圧であり、V_DDと書くことにす
る。図に於てST間である。

入力電圧が高くなると、出力電圧はＬレベルに
なる。これはほぼOVである。これが図のＸの部
分である。

実際には、入力電圧の値が変化する（Ｔ→Ｘ）
時に、出力電圧がＨからＬレベルへ直ちに変化す
るわけではなく、短い遷移領域TUVが存在する。

インバータの動作が遅い場合は、Ｈ→Ｌ、又は
Ｌ→Ｈの出力変化は一瞬に起るとみなすことがで
きるが、入力信号の変化が速い場合は、このよう
な出力変化が、信号変化と同じ程度になつてく
る。従つて斜線TUVのような入出力特性を描く
ことができる。

インバータには、素子固有のヒステリシスのあ
ることがある。つまり、下から上へ入力が変化す
る時の閾値の方が、上から下へ入力が変化する時
の閾値より高い。この場合、TUVに当る曲線が
上から下へ、下から上へと２本引けそうである
が、そうではない。

出力がＨレベル、又はＬレベルになつてしまえ
ばヒステリシスが付くが、途中で、つまりTVU
の間で出力が変動している場合、ヒステリシスは
小さくなる。

そうすると、入力電圧Vinを、線Ｙ（Ｕ点に対
応する）を中心に上下に振動させるようにすれ
ば、出力電圧VoutをTV間の増幅信号として得る
ことができる。

ところが、入力電圧の直流バイアスをＹに設定
する必要がある。Ｙは、VinのＨ→Ｌ、Ｌ→Ｈへ
変化する変異点の中心である、と考えてよい。こ
れは、素子によつてバラツキのある値である。従
つて、電源とアースの間に抵抗を直列につない
で、電圧を分割してバイアスを決定する、という
通常の方式では、正しく、Ｙ点にバイアスを設定
することが困難である。可変抵抗を用いればバイ
アスを可変にできるから、直流バイアスをＹ点に
設定できるが、調整をしなければならないから、
極めて面倒である。

たとえ、一時的に正しく入力のバイアスを決定
したとしても、温度変化などによつてずれてくる
こともある。

本発明者は、より簡単な方法により、直流バイ
アスを正しくＹ点に与えることができる事を見出
した。

それは、高抵抗で入力と出力の間を接続するこ
とである。

インバータの入力、出力ともにコンデンサによ
つて、直流的には遮断されている。

例えば、インバータ１の入力ｆ、出力ｇを、抵
抗Ｒ４で接続したものについて説明する。

直流電流はコンデンサＣ２，Ｃ３によつてカツ
トされる。入力からインバータに流れ込む電流、
流れ出す電流はほぼ０である。出力からインバー
タへ流れ込む電流、流れ出す電流は存在するが、
これは必ずＲ４を通り、入力へ流れる。結局、Ｒ
４を右から左へ、左から右へ流れる電流の代数和
は０である、という事が分る。

そうすると、入力Vinと出力Voutの平均値は
常に等しい。

＜Vout＞＝＜Vin＞ (1) である。

(1)式が成立つので、入力、出力のバイアス点は
等しく、しかも一定電圧になる。

これを証明する。

もしも、これが定電圧より高くなると、入力平
均電圧が上るわけで、インバータは反対の信号を
生ずるのであるから、出力電圧の平均電圧が下ら
なければならない。

したがつて、入力、出力の平均電圧は等しく、
しかも一定値になる。この一定値は、当然入力の
閾値の中心Ｙであり、かつ出力の閾値の中心
V_DD／２である。

インバータの入出力が反転するという特性を利
用して、簡単に、入力のバイアスを正しく閾値の
中心に定める事ができる。

図に於てＵ点が、バイアスを与える。当然Ｙ＝
V_DD／２である。

ここへ、入力信号を入れると、出力信号は反転
した信号になるから、第３図のＺ軸を中心とする
振動波になる。

そうすると、インバータの特性によつてきまる
急峻な傾きTUVの縦横比に等しい増幅がなされ
ることになる。

増幅率は傾きTUVにより、抵抗にはよらない。
抵抗の値がいかなるものであつても、バイアスは
Ｕ点に設定する事ができる。

とはいつても、抵抗が小さい値であると、入力
インピーダンスが小さくなつて、入力信号自体が
小さくなるので、あまり増幅されない事になる。

バイアス抵抗の値は大きい方が良いが、あまり
大きくすると、外部からのイイズに対して弱くな
る。

また、あまりに増幅率が大きいと、入力信号が
既に大きい場合、出力に波形歪みを生ずる。

この例では、第１段目は入力インピーダンスを
下げるために、Ｒ４＝50kΩとして、電圧増幅度
を低く設定している。インバータとして、
TC74HCUO4Pを使つた場合、増幅度は約10dB
程度である。またＣ２＝0.01μFとした。

２段目は、増幅率を上げるために、例えば、Ｒ
５＝1MΩ、Ｃ３＝0.01μFとする。同じ素子で、
増幅度は20dB程度であつた。

３段目は、波形歪みを生じないように、Ｃ４
と、Ｒ６により電圧増幅度と帯域を調整するのが
良い。たとえば、Ｃ４＝2.2pF、Ｒ６＝100kΩと
する。抵抗は大きいが、カツプリングコンデンサ
Ｃ４が小さいので、信号の伝達が少なく、ここで
得られる電圧増幅度は3dB程度になつている。

交流増幅回路はこのように３つのインバータ
１，２，３と、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６、コンデン
サＣ２，Ｃ３，Ｃ４、などよりなる３段の回路と
なつている。ｆ〜ｇ間、ｈ〜ｉ間、ｊ〜ｋ間で交
流増幅される。コンデンサで遮断されているの
で、各増幅段の直流レベルは、既に述べたような
値に決定される。

ここでは、３段の増幅回路を示すが、３段以
上、４段或は５段のインバータを並べた増幅回路
であつてもよい。

次に波形整形回路Ｃについて説明する。

本発明に於ては、インバータを２個直列につな
ぎ、入力出力を抵抗で接続して、シユミツトトリ
ガ回路を構成している。

交流増幅回路の出力がｋ点に現われる。これが
抵抗Ｒ７とコンデンサＣ５を経てインバータ４の
入力ｍに入る。インバータ４の出力ｎは、インバ
ータ５の入力に直結される。インバータ５の出力
ｐは、抵抗Ｒ８によつて、２段前のｍ点に接続さ
れる。

ｍ点とｐ点が同電位にある状態は安全である。
Ｃ５を除いた場合の動作を説明する。

ｋ点の電圧がOVから上昇するとする、ｐ点の
電圧もOVであるから、ｋ点の電圧（簡単にｋと
書く）に対し、ｍ点の電圧（簡単にｍと書く）
は、 ｍ＝R8／R7＋R8ｋ (2) という関係を保つて上昇してゆく。

CMOSインバータ４の入力の閾値をVthとす
る。電圧ｍがVthを越えると、ｐ点の電圧はＨレ
ベルに変化する。

ｋ点の電圧が下から上へと変化する時、ｍ点の
電圧も同様に上昇し、これがVthになつた時、出
力ｐがＨレベル（V_DD）に変化する。ｋ点に於け
る、この変化点を上向き閾値ｋ（↑）と書く。こ
れは、 ｋ（↑）＝R7＋R8／R8Vth (3) によつて与えられる。ｋが上昇したｋ（↑）を越
えると出力が急に変化する。

ｍ、ｐ点がＨレベル（V_DD）にあつて、ｋ点の
電圧が下つてゆくとする。ｍ点の電圧は、 ｍ＝R8k／R7＋R8＋R7V_DD／R7＋R8 (4) となる。ｐ＝V_DDとした。ｋ点からみた下向きの
閾値はｍ＝Vthと置いて、 ｋ（↑）＝R7＋R8／R8Vth−R7／R8V_DD (5) となる。

つまり、下向き閾値の方が上向き閾値より下に
なつているから、ヒステリシス動作を伴うことに
なる。

さらに、インバータ４，５を直列につないで、
抵抗Ｒ８で入出力を連結しているから、ｐ点の変
化は、インバータの内部の素子によつてきまる速
い時間でなされる。

入力ｋに対し、出力ｐが急激に変化して、二値
化するので、これはシユミツトトリガ回路であ
る。

一例を示す。

Ｒ７＝60kΩ、Ｒ８＝200kΩ、V_DD＝5V、Vth＝
2.5Vとする。ここではCMOSインバータを使う
から、インバータのVthがV_DDの1/2になる。しか
し、CMOSでなければならない、という事はな
い。

この例では、 ｋ（↑）＝3.25V Ｋ（↓）＝1.75V となり、上下の閾値に1.5Vの差がある。

入力信号が微弱であつても、３段の増幅を受け
て、振幅が必ず1.5V以上になつているので、波
形整形回路で正しく２値化される。

上下の閾値はV_DD／２を中心として上下に離れ
ている（この例ではV_DD／２＝2.5V）。Ｒ７，Ｒ
８を変えても、ｋ（↑）とｃ（↓）の和がV_DD、つ
まり平均がV_DD／２という性質は保存される。こ
れは(3)、(5)から明らかである。

コンデンサＣ５は、入力に周波数特性をもたせ
るために入れてある。低い周波数に対しては上下
の閾値の差が1.5Vであるが、高い周波数信号に
対しては、閾値差（ｋ（↑）−ｋ（↓））がこれより
低い電圧になる。

高い周波数成分に対して感度を上げ、データで
ある4Mdpsに対して感度を良くし、低周波のイ
イズに対しては応答しにくくしてある。一種のイ
イズフイルタとしての作用がある。

以上の回路で、波形整形、つまり２値化された
ことになる。

トランジスタＱ１，Ｑ２は信号と同位相の電圧
信号を作り出す。その後、ｐ点までで増幅、波形
整形処理は終つているが、インバータの数がｄ点
から数えて５つである。奇数個であるから、信号
の位相が反転している。

もとの信号と合致した位相の出力信号に直すた
め、もうひとつインバータ６を入れている。ｑ点
では正しい位相の出力波が得られる。

出力バツフア回路は、ここではインバータが１
個あるだけである。奇数個であればよいから、
３、５、…でもよい。

もしも、４段の交流増幅を用いていれば、波形
整形回路Ｃの出力は、入力と同位相になつてい
る。この場合、出力バツフアは、０、２、４、６
…など偶数のインバータによつて構成できる。イ
ンバータが０であつてもよい。

ここでは６つのインバータをもつ
TC74HCUO4Pを用いているから、１つのICでイ
ンバータ１〜６を得ることができ、便利である。

出力波は、端子RDから外部へとりだす。

電源V_CCは外部から与えられる。コンデンサＣ
７，Ｃ８、インダクタンスＬ１は電源を安定させ
電源ラインからのイイズの進入を防ぐもので、慣
用される回路である。たとえばこれらは10μF、
10μF、1mHとする。

電源V_CCとV_DDの違いについてのべる。V_CCは外
部から素子に与えられる電圧である。ここでは
5Vを例にしているが、任意である。V_DDは、イン
バータのＨレベルである。V_CCに近く、一致する
こともあるが、そうでないこともある。そこで、
これらは区別した。

(オ) 効果 (1) 回路素子の数が少いので、従来の光受信回路
よりも、安価に構成できる。

交流増幅、波形整形、出力バツフアがインバ
ータを６ケ含むひとつのICで作ることができ
る。

全体をハイブリツドICとするにしても、こ
のICと、２個のトランジスタ、僅かなコンデ
ンサ抵抗で回路を構成できる。

(2) 増幅部のゲインを大きくしても、飽和せず、
飽和のために応答特性が遅れるということがな
い。

これは、交流増幅にデジタルIC（インバー
タ）を使用しているためである。

(3) 波形歪みが小さい。応答特性が速い。これ
も、デジタルICを使つているからである。振
幅の大小にかかわらず、信号の中点（ピーク対
ピークの半分）が、直流バイアス点Ｕに必ず一
致するから、振幅の大小によらず、出力は同じ
時刻に変化することになる。

直流差動増幅する場合には、このようになら
ず、波形歪みが生じる。

波形整形回路の抵抗Ｒ７，Ｒ８は、上下の閾
値の差の大きさを決定するが、この値自体は厳
密に規定しなくてもよいので、Ｒ７，Ｒ８の精
度要求も厳しくない。

(4) 交流増幅するが、微分するわけではない。微
分回路がないのでノイズに対して強い。

(5) ヒステリシス付コンパレータを必要とせず、
定電流回路を、多数必要としない。抵抗値に課
される精度の要求が厳しくない。

増幅段の帰還抵抗は増幅率を直接決定するも
のではなく、厳密な精度が要求されない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の光受信回路の一例を示す回路
図。第２図は第１図の内、電流電圧変換回路の部
分のみの回路図。第３図はインバータによる交流
増幅を説明する入出力特性図。第４図は従来例に
係る光受信回路の構成図。 １〜６……インバータ、Ｃ１〜Ｃ８……コンデ
ンサ、Ｒ１〜Ｒ８……抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ２値のデジタル信号を伝送する光データリン
   クの受信回路において、光電変換素子、電流電圧
   変換回路、交流増幅回路、波形整形回路及び出力
   バツフアとで構成されており、電流電圧変換回路
   はダーリントン接続されたトランジスタＱ１，Ｑ
   ２と、トランジスタＱ１のベースとトランジスタ
   Ｑ２のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ１及びダ
   イオードＤ１と、トランジスタＱ１のコレクタと
   電源の間に接続された抵抗Ｒ２とよりなり、光電
   変換素子はトランジスタＱ１のベースとアースの
   間に接続され、Ｑ２のエミツタは接地されている
   ものとし、交流増幅回路は、インバータの入力と
   出力とを抵抗によつて接続し、相互にコンデンサ
   によつて連結した３段或はそれ以上のインバータ
   によつて構成し、波形増幅回路は、直列につなが
   れた２つのインバータ４，５と、インバータ５の
   出力をインバータ４に帰還する抵抗Ｒ８と、交流
   増幅回路の増幅出力をインバータ４に入力するた
   めの抵抗Ｒ７とこれに並列接続されるコンデンサ
   Ｃ５とよりなり、出力バツフアは出力、入力信号
   の位相を合致させるためのインバータよりなる事
   を特徴とする光受信回路。