JPH049038B2 - - Google Patents
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- JPH049038B2 JPH049038B2 JP59280665A JP28066584A JPH049038B2 JP H049038 B2 JPH049038 B2 JP H049038B2 JP 59280665 A JP59280665 A JP 59280665A JP 28066584 A JP28066584 A JP 28066584A JP H049038 B2 JPH049038 B2 JP H049038B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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Description
この発明は寄生ダイオードと浮遊キヤパシタを
有する半導体スイツチ素子を使用したインバータ
回路に関する。
The present invention relates to an inverter circuit using semiconductor switch elements having parasitic diodes and floating capacitors.
寄生ダイオードと浮遊キヤパシタを有する半導
体スイツチ素子として酸化金属半導体電界効果ト
ランジスタが代表的である。よつて以後の説明に
おいてはこの半導体スイツチ素子として酸化金属
半導体電界効果トランジスタ（以下では
MOSFETと略記する）を使用するものとする。
第２図はMOSFETを使用したインバータの従
来例を示す主回路接続図であつて直流電力を単相
交流電力に変換する単相インバータを示してい
る。この第２図におけるインバータの第１相上側
アームの符号２０がMOSFETであり符号２１は
これの寄生ダイオード、符号２２はこれの浮遊キ
ヤパシタである。このMOSFET２０には直列に
第１ダイオードとしてのブロツクダイオード２５
が接続され、このブロツクダイオード２５と
MOSFET２０との直列接続回路には第２ダイオ
ードとしての環流ダイオード２６が逆極性で並列
に接続されている。第１相下側アームも
MOSFET３０、寄生ダイオード３１、浮遊キヤ
パシタ３２、ブロツクダイオード３５、環流ダイ
オード３６が上側アームと同様な接続により構成
されている。さらに第２相上側および下側アーム
もそれぞれMOSFET４０と５０、寄生ダイオー
ド４１と５１、浮遊キヤパシタ４２と５２、ブロ
ツクダイオード４５と５５、環流ダイオード４６
と５６により構成されているので、これら４個の
MOSFET２０，３０，４０，５０を適宜オン・
オフさせることにより直流電源２からの直流電力
を単相交流電力に変換して負荷４に供給する。
パルス幅変調制御により負荷４に与えられる電
圧または電流の制御はMOSFET４０をオフ
MOSFET５０をオンの状態でMOSFET２０と
３０とを高速で交互にオン・オフさせるのである
が、このオン・オフの比率を変えることにより達
成される。またMOSFET２０がオフで
MOSFET３０がオンの状態でMOSFET４０と
５０を交互にオン・オフさせれば負荷４には上記
と逆の電力が与えられる。
負荷４に正の電力を供給するモードを考える
と、まずMOSFET５０がオン、MOSFET４０
がオフの状態でMOSFET２０がオン、
MOSFET３０がオフのとき、直流電源２→ブロ
ツクダイオード２５→MOSFET２０→負荷４→
ブロツクダイオード５５→MOSFET５０→直流
電源２の経路で電流が流れる。次いでMOSFET
２０と３０のオンとオフの状態を両者とも逆転さ
せると、負荷４→ブロツクダイオード５５→
MOSFET５０→環流ダイオード３６→負荷４の
経路で引続き電流が流れる。ブロツクダイオード
３５はこのときの電流が寄生ダイオード３１に流
れるのを防止するためのものであつて、このブロ
ツクダイオード３５がないと寄生ダイオード３１
は逆回復時の耐量が小さいために破壊してしま
う。
第３図は第２図に示す従来例の動作波形図であ
つて、第３図イはMOSFET２０のゲート信号
を、第３図ロはMOSFET３０のゲート信号を、
第３図ハはブロツクダイオード３５の電圧をそれ
ぞれあらわしている。
MOSFETにゲート信号を与えてオン・オフ動
作をさせうる場合に、このゲート信号に対してド
レイン電流はある時間遅れてオン・オフする。そ
こでオフ時の遅れ時間をTpff、オン時の遅れ時間
をTpoとすれば、一般にTpff＞Tpoである。それ故
第２図に示すようにMOSFET２０とMOSFET
３０とが直流電源２に対して直列回路で接続され
ている場合に両MOSFET２０と３０とが同時に
オンとなる期間がないように、このMOSFET２
０をオフさせるゲート信号とMOSFET３０をオ
ンさせるゲート信号との間には待ち時間Twを設
けておかなければならないし、これと逆の場合に
も待ち時間Twが必要である（第３図イ，ロ参
照）。この待ち時間Twの長さは、
Tw≧〔一方のMOSFETのTpff〕−〔他方の
MOSFETのTpo〕となるように定めればよいの
であるが、各素子の動作時間のばらつきなどを考
慮し、最悪の状態でも同一相の上下アームを構成
している両MOSFETが同時にオンとならないよ
うに待ち時間Twの長さを設定しているので、実
際には両MOSFETがともにオフ状態となる期間
が存在することになる。
前述したようにMOSFET２０がオンで
MOSFET３０がオフのときには直流電源２→
MOSFET２０→負荷４→MOSFET５０→直流
電源２の経路で電流が流れ、このときMOSFET
３０の浮遊キヤパシタ３２は直流電源２の電圧Ｅ
まで図示の極性に充電されるので、次に
MOSFET２０がオフになると既述したように環
流ダイオード３６が導通するので、MOSFET３
０がオンになるまでの両MOSFET２０と３０が
オフの期間にはブロツクダイオード３５には浮遊
コンデンサ３２に充電されている直流電源電圧Ｅ
が印加されることになる。このような現象は他の
アームにもあらわれるので他のブロツクダイオー
ド２５，４５，５５もそれぞれ電源電圧と同じ値
の電圧Ｅが印加される期間が存在する。
上述の理由によりブロツクダイオード２５，３
５，４５，５５はそれぞれ電源電圧Ｅに耐えるこ
とができる高耐圧のダイオードを使用しなければ
ならない。これらのブロツクダイオードの本来の
使命はMOSFETの寄生ダイオードを保護するた
めのものであるから低損失のダイオードであるべ
きであるが、シヨツトキダイオードのような低耐
圧品が使用できないために発生損失が大となつて
インバータ装置の効率が低下するばかりでなく、
この損失による発熱を取除くための冷却装置が大
形となりコストも上昇するという欠点を有する。
A metal oxide semiconductor field effect transistor is a typical semiconductor switch element having a parasitic diode and a floating capacitor. Therefore, in the following explanation, this semiconductor switch element will be referred to as a metal oxide semiconductor field effect transistor (hereinafter referred to as a metal oxide semiconductor field effect transistor).
(abbreviated as MOSFET) shall be used. FIG. 2 is a main circuit connection diagram showing a conventional example of an inverter using MOSFETs, and shows a single-phase inverter that converts DC power into single-phase AC power. In FIG. 2, reference numeral 20 in the first phase upper arm of the inverter is a MOSFET, reference numeral 21 is its parasitic diode, and reference numeral 22 is its floating capacitor. A block diode 25 as a first diode is connected in series to this MOSFET 20.
is connected, and this block diode 25 and
A freewheeling diode 26 as a second diode is connected in parallel to the series connection circuit with the MOSFET 20 with opposite polarity. 1st phase lower arm also
A MOSFET 30, a parasitic diode 31, a floating capacitor 32, a block diode 35, and a freewheeling diode 36 are connected in the same manner as in the upper arm. Furthermore, the second phase upper and lower arms also include MOSFETs 40 and 50, parasitic diodes 41 and 51, floating capacitors 42 and 52, block diodes 45 and 55, and freewheeling diode 46.
and 56, so these four
Turn on MOSFET20, 30, 40, 50 as appropriate.
By turning it off, the DC power from the DC power supply 2 is converted into single-phase AC power and supplied to the load 4. Control of voltage or current given to load 4 by pulse width modulation control turns off MOSFET 40
MOSFETs 20 and 30 are alternately turned on and off at high speed while MOSFET 50 is on, and this is achieved by changing the on/off ratio. Also, MOSFET20 is off.
If the MOSFETs 40 and 50 are turned on and off alternately while the MOSFET 30 is on, the load 4 is given the opposite power. Considering the mode of supplying positive power to load 4, MOSFET 50 is turned on first, and MOSFET 40 is turned on.
is off, MOSFET20 is on,
When MOSFET 30 is off, DC power supply 2 → block diode 25 → MOSFET 20 → load 4 →
A current flows through the path of block diode 55 → MOSFET 50 → DC power supply 2. Then MOSFET
When the on and off states of 20 and 30 are reversed, load 4 → block diode 55 →
Current continues to flow in the path from MOSFET 50 to freewheeling diode 36 to load 4. The block diode 35 is for preventing current from flowing to the parasitic diode 31 at this time, and if the block diode 35 is not present, the parasitic diode 31
is destroyed because its resistance during reverse recovery is small. FIG. 3 is an operation waveform diagram of the conventional example shown in FIG. 2, in which FIG. 3A shows the gate signal of MOSFET 20, FIG.
FIG. 3C shows the voltage of the block diode 35, respectively. When a MOSFET can be turned on and off by applying a gate signal, the drain current turns on and off after a certain time delay with respect to the gate signal. Therefore, if the delay time when off is T pff and the delay time when on is T po , generally T pff > T po . Therefore, as shown in Figure 2, MOSFET20 and MOSFET
When MOSFET 20 and MOSFET 30 are connected in a series circuit to DC power supply 2, this MOSFET 2 is
A waiting time T w must be provided between the gate signal that turns off the MOSFET 30 and the gate signal that turns on the MOSFET 30, and a waiting time T w is also required in the reverse case (see Figure 3). (See b, b). The length of this waiting time T w is T w ≧ [T pff of one MOSFET] − [T pff of the other MOSFET]
It is sufficient to set the MOSFET's T po ], but considering variations in the operating time of each element, even in the worst case, both MOSFETs that make up the upper and lower arms of the same phase will not turn on at the same time. Since the length of the waiting time T w is set as follows, there actually exists a period in which both MOSFETs are in the off state. As mentioned above, MOSFET20 is on.
When MOSFET30 is off, DC power supply 2→
Current flows through the path MOSFET 20 → load 4 → MOSFET 50 → DC power supply 2, and at this time, the MOSFET
The floating capacitor 32 of 30 is connected to the voltage E of the DC power supply 2.
The battery will be charged to the polarity shown, so next
When MOSFET 20 is turned off, freewheeling diode 36 becomes conductive as described above, so MOSFET 3
During the period when both MOSFETs 20 and 30 are off until MOSFET 0 turns on, the block diode 35 receives the DC power supply voltage E charged in the floating capacitor 32.
will be applied. Since this phenomenon also occurs in other arms, there is a period in which the voltage E having the same value as the power supply voltage is applied to each of the other block diodes 25, 45, and 55. For the reason mentioned above, the block diode 25,3
5, 45, and 55 must each use a high-voltage diode that can withstand the power supply voltage E. The original mission of these block diodes is to protect the parasitic diodes of the MOSFET, so they should be low-loss diodes. Not only does this increase the efficiency of the inverter, but it also
The disadvantage is that the cooling device for removing the heat generated by this loss is large and the cost also increases.
この発明は、寄生ダイオードと浮遊キヤパシタ
を有する半導体スイツチ素子でインバータ回路を
構成する場合に、この半導体スイツチ素子に直列
接続される第１ダイオードとして低耐圧・低損失
のダイオードを使用できるようにして装置の効率
向上と小形化の図れるインバータ回路を提供する
ことを目的とする。
When an inverter circuit is configured with a semiconductor switch element having a parasitic diode and a floating capacitor, the present invention makes it possible to use a diode with low withstand voltage and low loss as the first diode connected in series to the semiconductor switch element. The purpose of this invention is to provide an inverter circuit that can improve the efficiency and reduce the size of the inverter circuit.
この発明は、寄生ダイオードと浮遊キヤパシタ
を有する半導体スイツチ素子でインバータ回路を
構成する場合に、寄生ダイオードの破壊を防止す
るためにこの半導体スイツチ素子に直列接続され
ている第１のダイオードに逆並列に第３のダイオ
ードを接続することにより、第２ダイオードすな
わち環流ダイオードが導通したときに当該半導体
スイツチ素子の浮遊キヤパシタに蓄積されている
電荷を放電させて前記第１ダイオードにこの浮遊
キヤパシタ電圧が印加されるのを防止しようとす
るものであつて、これにより第１ダイオードに低
耐圧・低損失のダイオードを使用できるようにす
るものである。
When an inverter circuit is configured with a semiconductor switch element having a parasitic diode and a floating capacitor, the present invention provides an inverter circuit connected in antiparallel to a first diode connected in series to the semiconductor switch element in order to prevent destruction of the parasitic diode. By connecting the third diode, when the second diode, that is, the freewheeling diode becomes conductive, the charge accumulated in the floating capacitor of the semiconductor switch element is discharged, and this floating capacitor voltage is applied to the first diode. This is intended to prevent this from occurring, and thereby allows a diode with low breakdown voltage and low loss to be used as the first diode.
第１図は本発明の実施例を示す主回路接続図で
あつて、この第１図により本発明の詳細を以下に
記述する。
寄生ダイオード２１と浮遊キヤパシタ２２を有
するMOSFET２０には第１ダイオードとしての
ブロツクダイオード２５が直列に接続され、この
直列接続回路には第２ダイオードとしての環流ダ
イオード２６が逆極性で並列接続されているのは
第２図の従来例と同じであるが、本発明にあつて
はブロツクダイオード２５に逆並列に第３ダイオ
ードとしての放電ダイオード２７が接続されて１
つのアームが形成される。同様に寄生ダイオード
３１と浮遊キヤパシタ３２を有するMOSFET３
０とブロツクダイオード３５、環流ダイオード３
６、放電ダイオード３７により他のアームが形成
される。また寄生ダイオード４１と浮遊キヤパシ
タ４２を有するMOSFET４０、ブロツクダイオ
ード４５、環流ダイオード４６、放電ダイオード
４７で形成されるアーム、また寄生ダイオード５
１と浮遊キヤパシタ５２を有するMOSFET５
０、ブロツクダイオード５５、環流ダイオード５
６、放電ダイオード５７で形成されるアームであ
つて、直流電源２に対してこれら４組のアームを
ブリツジ接続することにより単相インバータ回路
を構成するので、負荷４には単相交流電力が与え
られることになる。
MOSFET５０がオンMOSFET４０がオフの
状態でMOSFET２０と３０を交互にオン・オフ
させることにより負荷４には正の電力がパルス幅
変調制御により供給される。またMOSFET３０
がオン、MOSFET２０がオフの状態で
MOSFET４０と５０を交互にオン・オフさせる
ことにより、負荷４には負の電力がパルス幅変調
制御により供給されるのであるが、同一相の上側
アームと下側アームのそれぞれのMOSFETのオ
ン・オフの比率を変えることにより、負荷４に与
えられる電圧または電流が制御される。
負荷４に正の電力を供給しているモードでは
MOSFET５０がオンでMOSFET４０はオフの
状態にあり、このときMOSFET２０がオンで
MOSFET３０がオフの時には、直流電源２→ブ
ロツクダイオード２５→MOSFET２０→負荷４
→ブロツクダイオード５５→MOSFET５０→直
流電源２の経路すなわち第１図に記載の２点鎖線
のルートで電流I1が流れる。次にMOSFET２０
をオフ、MOSFET３０をオンにすれば、負荷４
→ブロツクダイオード５５→MOSFET５０→環
流ダイオード３６→負荷４の経路すなわち第１図
に記載の破線のルートで電流I2が流れる。本発明
にあつては、放電ダイオード３７がブロツクダイ
オード３５に対して逆並列接続されているので、
I2なる電流が流れるとき、この電流が環流ダイオ
ード３６の代わりに寄生ダイオード３１と放電ダ
イオード３７とを経由して流れる可能性もある
が、必要に応じて複数のダイオードを直列接続し
たものを放電ダイオード３７として使用すること
によりこのI2なる電流が寄生ダイオード３１→放
電ダイオード３７の経路で流れるのを阻止する。
第２図に示す従来例の回路ではこの電流I2が環
流ダイオード３６を流れ始めてからMOSFET３
０がオンするまでの期間は浮遊キヤパシタ３２の
電圧がブロツクダイオード３５に印加されるので
あるが、本発明にあつては、このブロツクダイオ
ード３５に放電ダイオード３７が逆方向に並列接
続されているため、I2なる電流が環流ダイオード
３６に流れ始めると同時に浮遊キヤパシタ３２に
蓄積されていた電荷は放電ダイオード３７を介し
て放電されてしまうので、ブロツクダイオード３
５には放電ダイオード３７の順方向電圧のみが印
加されるだけであり、上述のように複数ダイオー
ドの直列接続で構成される放電ダイオードであつ
ても、その順方向電圧は僅かな値でしかない。
上述の説明により第１相下側アームの放電ダイ
オード３７の効果はあきらかであるが、残余のア
ームに設けられている放電ダイオード２７，４
７，５７も同様の動作により同じ効果を発揮す
る。
FIG. 1 is a main circuit connection diagram showing an embodiment of the present invention, and the details of the present invention will be described below with reference to FIG. A block diode 25 as a first diode is connected in series to a MOSFET 20 having a parasitic diode 21 and a floating capacitor 22, and a freewheeling diode 26 as a second diode is connected in parallel in reverse polarity to this series connection circuit. is the same as the conventional example shown in FIG. 2, but in the present invention, a discharge diode 27 as a third diode is connected antiparallel to the block diode 25.
Two arms are formed. Similarly, a MOSFET 3 having a parasitic diode 31 and a floating capacitor 32
0, block diode 35, freewheeling diode 3
6. Another arm is formed by a discharge diode 37. Also, an arm formed by a MOSFET 40 having a parasitic diode 41 and a floating capacitor 42, a block diode 45, a freewheeling diode 46, a discharge diode 47, and a parasitic diode 5
1 and a MOSFET 5 having a floating capacitor 52
0, block diode 55, freewheeling diode 5
6. The arms are formed by discharge diodes 57, and a single-phase inverter circuit is constructed by bridge-connecting these four sets of arms to the DC power supply 2, so that the load 4 is supplied with single-phase AC power. It will be done. By alternately turning on and off MOSFETs 20 and 30 with MOSFET 50 on and MOSFET 40 off, positive power is supplied to load 4 through pulse width modulation control. Also MOSFET30
is on and MOSFET20 is off.
By alternately turning on and off MOSFETs 40 and 50, negative power is supplied to load 4 through pulse width modulation control. By changing the ratio, the voltage or current applied to the load 4 is controlled. In the mode supplying positive power to load 4,
MOSFET50 is on and MOSFET40 is off, and at this time MOSFET20 is on.
When MOSFET 30 is off, DC power supply 2 → block diode 25 → MOSFET 20 → load 4
A current I1 flows through the path of → block diode 55 → MOSFET 50 → DC power supply 2, that is, the route indicated by the two-dot chain line in FIG. Next MOSFET20
If MOSFET 30 is turned off and MOSFET 30 is turned on, load 4
The current I 2 flows through the path of → block diode 55 → MOSFET 50 → freewheeling diode 36 → load 4, that is, the route indicated by the broken line in FIG. In the present invention, since the discharge diode 37 is connected in antiparallel to the block diode 35,
When a current I 2 flows, there is a possibility that this current flows through the parasitic diode 31 and the discharge diode 37 instead of the freewheeling diode 36, but if necessary, it is possible to discharge a plurality of diodes connected in series. By using the diode 37, this current I 2 is prevented from flowing along the path from the parasitic diode 31 to the discharge diode 37. In the conventional circuit shown in FIG. 2, after this current I 2 starts flowing through the freewheeling diode 36, it
0 is turned on, the voltage of the floating capacitor 32 is applied to the block diode 35, but in the present invention, the discharge diode 37 is connected in parallel to the block diode 35 in the reverse direction. , I 2 begins to flow through the freewheeling diode 36, and at the same time the charge accumulated in the floating capacitor 32 is discharged via the discharge diode 37, so that the block diode 3
Only the forward voltage of the discharge diode 37 is applied to the discharge diode 5, and even if the discharge diode is composed of a plurality of diodes connected in series as described above, the forward voltage is only a small value. . From the above explanation, the effect of the discharge diode 37 in the lower arm of the first phase is clear, but the discharge diodes 27 and 4 provided in the remaining arms
7 and 57 exhibit the same effect through similar operations.
この発明によれば、寄生ダイオードと浮遊キヤ
パシタを有する半導体スイツチ素子たとえば
MOSFETなどに直列に接続して寄生ダイオード
が破損するのを防止するためのブロツキングダイ
オードに並列に逆方向極性の放電ダイオードを接
続したものをブリツジ接続してインバータ回路を
形成させる。このように回路を構成すれば、イン
バータ動作中に電源電圧値まで充電された浮遊キ
ヤパシタの電圧がブロツキングダイオードに印加
されることなく、新たに設けられた放電ダイオー
ドを介して放電されるようになるので、ブロツキ
ングダイオードに高耐圧品を使用しなくてもよい
ことになる。その結果放電ダイオードが追加され
るにしてもブロツキングダイオードが低価格にな
るので全体のコストを低下できる。さらにこのブ
ロツキングダイオードは低耐圧・低損失のダイオ
ードを選定できるのでインバータ装置の効率向上
が図れるばかりでなく、このブロツキングダイオ
ードの発熱が減少するので、放熱のための装置を
簡略にできるので小形・軽量化と、これによるコ
スト低下も期待できる利点を有する。
According to the invention, a semiconductor switch element having a parasitic diode and a floating capacitor, e.g.
An inverter circuit is formed by bridge-connecting a blocking diode connected in series to a MOSFET etc. to prevent parasitic diodes from being damaged, and a discharge diode of opposite polarity connected in parallel. By configuring the circuit in this way, the voltage of the floating capacitor that has been charged to the power supply voltage value during inverter operation will not be applied to the blocking diode, but will be discharged via the newly installed discharge diode. Therefore, there is no need to use a high voltage blocking diode. As a result, even if a discharge diode is added, the blocking diode is inexpensive, so the overall cost can be reduced. Furthermore, since this blocking diode can be selected as a diode with low withstand voltage and low loss, it is possible to not only improve the efficiency of the inverter device, but also to reduce the heat generated by this blocking diode, making it possible to simplify the heat dissipation device. Therefore, it has the advantage of being smaller and lighter, which can also lead to lower costs.
第１図は本発明の実施例を示す主回路接続図で
あり、第２図はMOSFETを使用したインバータ
の従来例を示す主回路接続図、第３図は第２図に
示す従来例の動作波形図である。
２：直流電源、４：負荷、２０，３０，４０，
５０：寄生ダイオードと浮遊キヤパシタを有する
半導体スイツチ素子としてのMOSFET、２１，
３１，４１，５１：寄生ダイオード、２２，３
２，４２，５２：浮遊キヤパシタ、２５，３５，
４５，５５：第１ダイオードとしてのブロツクダ
イオード、２６，３６，４６，５６：第２ダイオ
ードとしての環流ダイオード、２７，３７，４
７，５７：第３ダイオードとしての放電ダイオー
ド。
Fig. 1 is a main circuit connection diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a main circuit connection diagram showing a conventional example of an inverter using MOSFETs, and Fig. 3 is an operation of the conventional example shown in Fig. 2. FIG. 2: DC power supply, 4: Load, 20, 30, 40,
50: MOSFET as a semiconductor switch element with parasitic diode and floating capacitor, 21,
31, 41, 51: Parasitic diode, 22, 3
2, 42, 52: floating capacitor, 25, 35,
45, 55: Block diode as the first diode, 26, 36, 46, 56: Freewheeling diode as the second diode, 27, 37, 4
7, 57: Discharge diode as the third diode.
Claims (1)
導体スイツチ素子と第１のダイオードとの直列接
続回路に第２のダイオードを逆並列接続すること
によりアームを形成し、複数の当該アームをブリ
ツジ接続することにより構成されるインバータ回
路において、前記各アームの第１ダイオードにそ
れぞれ第３のダイオードを逆並列接続することを
特徴とするインバータ回路。1 An arm is formed by connecting a second diode in antiparallel to a series connection circuit of a semiconductor switch element having a parasitic diode and a floating capacitor, and a first diode, and a plurality of arms are connected in a bridge. An inverter circuit characterized in that a third diode is connected in antiparallel to the first diode of each arm.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59280665A JPS61157274A (en) | 1984-12-27 | 1984-12-27 | Inverter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59280665A JPS61157274A (en) | 1984-12-27 | 1984-12-27 | Inverter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61157274A JPS61157274A (en) | 1986-07-16 |
| JPH049038B2 true JPH049038B2 (en) | 1992-02-18 |
Family
ID=17628224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59280665A Granted JPS61157274A (en) | 1984-12-27 | 1984-12-27 | Inverter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61157274A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013129288A1 (en) * | 2012-03-02 | 2013-09-06 | シャープ株式会社 | Synchronous rectification circuit and switching power source device comprising same |
-
1984
- 1984-12-27 JP JP59280665A patent/JPS61157274A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61157274A (en) | 1986-07-16 |
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