JPH0630308B2 - 記憶方式負帰還電源装置 - Google Patents
記憶方式負帰還電源装置Info
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- JPH0630308B2 JPH0630308B2 JP1260088A JP1260088A JPH0630308B2 JP H0630308 B2 JPH0630308 B2 JP H0630308B2 JP 1260088 A JP1260088 A JP 1260088A JP 1260088 A JP1260088 A JP 1260088A JP H0630308 B2 JPH0630308 B2 JP H0630308B2
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- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Measuring Magnetic Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、負荷に電流を供給するための記憶方式負帰還
電源装置に関し、たとえば、トロイダル鉄心、カットコ
ア型鉄心等の鉄心の交流磁化特性の試験を行う鉄心試験
装置、整流回路負荷の電源装置、歪電流負荷用電源装置
等に用いられる。
電源装置に関し、たとえば、トロイダル鉄心、カットコ
ア型鉄心等の鉄心の交流磁化特性の試験を行う鉄心試験
装置、整流回路負荷の電源装置、歪電流負荷用電源装置
等に用いられる。
大量のトロイダル鉄心等の鉄心の励磁電流、渦電流損お
よびヒステリシス損の鉄損の交流磁化特性の試験を行う
ために、試験を行う毎に鉄心に巻線を施こす必要があ
る。つまり、第７図に示すごとく、鉄心１に１次巻線Ｗ
１および２次巻線Ｗ２を巻付け、試験が終了するとこれ
らの巻線を巻きほぐす。このような複雑な巻線作業を省
略するために、第７図に示すコネクタ状接点CW1,CW2に
よって巻線Ｗ１，Ｗ２の脱着を容易とする方法を想定す
ることができる。しかし、実際の変圧器等の設計におい
ては、本来、巻線の太さを可能な限り大きくして巻線直
流抵抗を小さくし且つ巻線数も通常非常に多く巻いてい
るので、電流も少なく、巻線抵抗成分による電圧低下及
び発熱は充分小さいが、第７図の場合、コネクタ状接点
CW1,CW2の配置空間に限度があるので、巻線太さは小さ
く且つ巻線数は少ないものとなってしまう。この結果、
１次巻線に流す試験用励磁電流を大きくしなければなら
ず、しかも、巻線および接点の抵抗の影響を強く受ける
ことになる。なお、第６図において、コネクタ接点CW1,
CW2の上下の接点は、鉄心挿入時は離れ、試験（測定）
時は接触させることにより、鉄心の巻線作業は不要とな
る。
よびヒステリシス損の鉄損の交流磁化特性の試験を行う
ために、試験を行う毎に鉄心に巻線を施こす必要があ
る。つまり、第７図に示すごとく、鉄心１に１次巻線Ｗ
１および２次巻線Ｗ２を巻付け、試験が終了するとこれ
らの巻線を巻きほぐす。このような複雑な巻線作業を省
略するために、第７図に示すコネクタ状接点CW1,CW2に
よって巻線Ｗ１，Ｗ２の脱着を容易とする方法を想定す
ることができる。しかし、実際の変圧器等の設計におい
ては、本来、巻線の太さを可能な限り大きくして巻線直
流抵抗を小さくし且つ巻線数も通常非常に多く巻いてい
るので、電流も少なく、巻線抵抗成分による電圧低下及
び発熱は充分小さいが、第７図の場合、コネクタ状接点
CW1,CW2の配置空間に限度があるので、巻線太さは小さ
く且つ巻線数は少ないものとなってしまう。この結果、
１次巻線に流す試験用励磁電流を大きくしなければなら
ず、しかも、巻線および接点の抵抗の影響を強く受ける
ことになる。なお、第６図において、コネクタ接点CW1,
CW2の上下の接点は、鉄心挿入時は離れ、試験（測定）
時は接触させることにより、鉄心の巻線作業は不要とな
る。
第７図の試験巻線を有するトロイダル鉄心の試験装置
は、従来、１次巻線Ｗ１に入力交流電源および交流電流
計を接続し、２次巻線Ｗ２に交流電圧計を接続し、１次
巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２との間に電力計を接続し、これ
により、鉄心の交流磁化特性試験の１つである飽和磁束
密度付近の１次電流Ｉｐの測定およびそれにもとづく鉄
損の測定を行う。なお、鉄損の測定は電力計で行う。
は、従来、１次巻線Ｗ１に入力交流電源および交流電流
計を接続し、２次巻線Ｗ２に交流電圧計を接続し、１次
巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２との間に電力計を接続し、これ
により、鉄心の交流磁化特性試験の１つである飽和磁束
密度付近の１次電流Ｉｐの測定およびそれにもとづく鉄
損の測定を行う。なお、鉄損の測定は電力計で行う。
しかしながら、たとえば、１次巻線Ｗ１の等価直流抵抗
は励磁電流Ｉｐによる発熱に伴って変動し、コネクタ接
点CW1の接触直流抵抗はコネクタ接点CW1の状態に応じて
変動して不安定であり、１次巻線Ｗ１の等価交流抵抗も
鉄心の飽和特性によって変化する。従って、２次巻線Ｗ
２に発生する出力電圧Ｅｓは大きく変動する。さらに、
鉄心の飽和磁束密度付近では、交流１サイクル中に局部
的に発生する異常電流による瞬間的な１次巻線Ｗ１の等
価交流抵抗の低下があり、このため、２次巻線Ｗ２に発
生する出力電圧Ｅｓの波形は大きく歪む。これらの変動
及び歪みは、鉄心中の磁束が変動し、歪むことであり、
本来は一定した正しい交流磁束であるべき鉄心の試験と
しては極めて不具合である。このため、２次巻線Ｗ２の
出力電圧Ｅｓを一定にすべく、鉄心毎に交流電源の電圧
を調整して２次巻線Ｗ２に発生する電圧Ｅｓを修正して
も、磁束波形すなわち出力電圧Ｅｓに歪みが残存し、こ
れに伴って、励磁電流Ｉｐのピーク電流部分が抑制さ
れ、正しい測定が不可能であった。
は励磁電流Ｉｐによる発熱に伴って変動し、コネクタ接
点CW1の接触直流抵抗はコネクタ接点CW1の状態に応じて
変動して不安定であり、１次巻線Ｗ１の等価交流抵抗も
鉄心の飽和特性によって変化する。従って、２次巻線Ｗ
２に発生する出力電圧Ｅｓは大きく変動する。さらに、
鉄心の飽和磁束密度付近では、交流１サイクル中に局部
的に発生する異常電流による瞬間的な１次巻線Ｗ１の等
価交流抵抗の低下があり、このため、２次巻線Ｗ２に発
生する出力電圧Ｅｓの波形は大きく歪む。これらの変動
及び歪みは、鉄心中の磁束が変動し、歪むことであり、
本来は一定した正しい交流磁束であるべき鉄心の試験と
しては極めて不具合である。このため、２次巻線Ｗ２の
出力電圧Ｅｓを一定にすべく、鉄心毎に交流電源の電圧
を調整して２次巻線Ｗ２に発生する電圧Ｅｓを修正して
も、磁束波形すなわち出力電圧Ｅｓに歪みが残存し、こ
れに伴って、励磁電流Ｉｐのピーク電流部分が抑制さ
れ、正しい測定が不可能であった。
このため、本願出願人は、既に、２次巻線Ｗ２の出力電
圧Ｅｓの一部を１次巻線Ｗ１側にアナログ式に負帰還さ
せ、これにより、出力電圧Ｅｓを安定させることを提案
している（参照：特願昭62-018625号）。すなわち、第
８図，第９図（第８図の等価回路図）に示すように、１
次巻線Ｗ１に入力交流電源２および交流電流計３を接続
し、２次巻線Ｗ２の両端に交流電圧計４を接続し、１次
巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２との間に電力計Ｗを接続し、さ
らに差動増幅器５、帰還抵抗６、および位相調整回路７
よりなる負帰還ループが設けられている。ここで、負帰
還ループがないときの入力交流電源２の入力電圧と出力
電圧Ｅｓとの比を全体増幅率Ａ′とすれば、 Ａ′＝100〜２０ と大きく変動すると仮定する。次に、帰還回路を考慮し
た場合、帰還抵抗６により帰還率Ｆを0.99に設定する
と、出力電圧Ｅｓは、 と表わさせるので（Ｅ１は交流電源２の電圧であり、こ
の場合は１Ｖとする）、 となる。このように、出力電圧Ｅｓの変動は小さくな
る。従って、コネクタ接点CW1による等価直流抵抗値Ｒ
ｐ、１次巻線Ｗ１の等価交流抵抗値Ｒzpおよび直流抵抗
値Ｒｃが変動しても、入力交流電圧の調整はほとんど不
要であり、この結果、鉄心１中の磁束波形すなわち出力
電圧Ｅｓの歪みも第９図に示すごとく少なくなる。な
お、増幅器５の増幅率をより大きくして帰還率Ｆを大き
くすれば、出力電圧Ｅｓの安定度が改善できるが、帰還
率Ｆを大きくとると、巻線の漏れリアクタンス等の影響
で発振現象が起こるのが普通であり、これは位相調整回
路７の抵抗および／またはキャパシタを調整することに
よりある程度防止できる。
圧Ｅｓの一部を１次巻線Ｗ１側にアナログ式に負帰還さ
せ、これにより、出力電圧Ｅｓを安定させることを提案
している（参照：特願昭62-018625号）。すなわち、第
８図，第９図（第８図の等価回路図）に示すように、１
次巻線Ｗ１に入力交流電源２および交流電流計３を接続
し、２次巻線Ｗ２の両端に交流電圧計４を接続し、１次
巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２との間に電力計Ｗを接続し、さ
らに差動増幅器５、帰還抵抗６、および位相調整回路７
よりなる負帰還ループが設けられている。ここで、負帰
還ループがないときの入力交流電源２の入力電圧と出力
電圧Ｅｓとの比を全体増幅率Ａ′とすれば、 Ａ′＝100〜２０ と大きく変動すると仮定する。次に、帰還回路を考慮し
た場合、帰還抵抗６により帰還率Ｆを0.99に設定する
と、出力電圧Ｅｓは、 と表わさせるので（Ｅ１は交流電源２の電圧であり、こ
の場合は１Ｖとする）、 となる。このように、出力電圧Ｅｓの変動は小さくな
る。従って、コネクタ接点CW1による等価直流抵抗値Ｒ
ｐ、１次巻線Ｗ１の等価交流抵抗値Ｒzpおよび直流抵抗
値Ｒｃが変動しても、入力交流電圧の調整はほとんど不
要であり、この結果、鉄心１中の磁束波形すなわち出力
電圧Ｅｓの歪みも第９図に示すごとく少なくなる。な
お、増幅器５の増幅率をより大きくして帰還率Ｆを大き
くすれば、出力電圧Ｅｓの安定度が改善できるが、帰還
率Ｆを大きくとると、巻線の漏れリアクタンス等の影響
で発振現象が起こるのが普通であり、これは位相調整回
路７の抵抗および／またはキャパシタを調整することに
よりある程度防止できる。
しかしながら、第８図におけるアナログ式負帰還方式の
装置では、たとえば方向性珪素鋼板製鉄心で、磁束密度
が17000ガウス程度迄は充分実用上の精度が確保できる
が、磁束密度が飽和に近い、たとえば18000〜20000ガウ
スで極端な歪み電流波を流して、しかも高度の精度や安
定性を求める場合、帰還率と増幅率をより高めなければ
ならない。しかし、これらを高めていくと、必らず発振
現象に到る限界点に達する。つまり、増幅率が１以上で
あって負帰還ループ中での位相ずれが180°以上だと発
振条件を満たすことになるが、通常、位相ずれは比較的
高周波数域でキャパシタンスの影響によって発生し、上
述の位相調整回路７の調整によっても完全に調整するこ
とは困難であり、さらに負帰還ループ中にインダクタン
ス成分（巻線及び巻線間の漏れインダクタンス等）が加
われば、なお困難となる。従って、アナログ式負帰還を
施しても、上記の様な高い磁束密度では、出力電圧Ｅｓ
の波形歪みおよび不安定さは残存する。すなわち、アナ
ログ式負帰還ループで、前述の発振条件が満たされた場
合、発振は何かの刺激（微小ノイズ等）を引き金にして
特定の周期（通常10KHz〜１MHz）で正帰還を繰り返し始
め、一瞬の間に振幅が加速度的に成長し、第１０図に示
すごとく、発振状態となる。
装置では、たとえば方向性珪素鋼板製鉄心で、磁束密度
が17000ガウス程度迄は充分実用上の精度が確保できる
が、磁束密度が飽和に近い、たとえば18000〜20000ガウ
スで極端な歪み電流波を流して、しかも高度の精度や安
定性を求める場合、帰還率と増幅率をより高めなければ
ならない。しかし、これらを高めていくと、必らず発振
現象に到る限界点に達する。つまり、増幅率が１以上で
あって負帰還ループ中での位相ずれが180°以上だと発
振条件を満たすことになるが、通常、位相ずれは比較的
高周波数域でキャパシタンスの影響によって発生し、上
述の位相調整回路７の調整によっても完全に調整するこ
とは困難であり、さらに負帰還ループ中にインダクタン
ス成分（巻線及び巻線間の漏れインダクタンス等）が加
われば、なお困難となる。従って、アナログ式負帰還を
施しても、上記の様な高い磁束密度では、出力電圧Ｅｓ
の波形歪みおよび不安定さは残存する。すなわち、アナ
ログ式負帰還ループで、前述の発振条件が満たされた場
合、発振は何かの刺激（微小ノイズ等）を引き金にして
特定の周期（通常10KHz〜１MHz）で正帰還を繰り返し始
め、一瞬の間に振幅が加速度的に成長し、第１０図に示
すごとく、発振状態となる。
従って、本発明の目的は、コネクタ状接点利用による巻
線作業を不用化にし、また、極めて高い磁束密度でも、
たとえ接点による直流抵抗値、１次巻線Ｗ１の等価交流
抵抗値および直流抵抗値が変動しても鉄心毎の入力電圧
の調整が不要であり、且つ磁束波形に歪みがなく正しく
安定した測定が可能な鉄心試験装置用の電源装置を提供
することにある。
線作業を不用化にし、また、極めて高い磁束密度でも、
たとえ接点による直流抵抗値、１次巻線Ｗ１の等価交流
抵抗値および直流抵抗値が変動しても鉄心毎の入力電圧
の調整が不要であり、且つ磁束波形に歪みがなく正しく
安定した測定が可能な鉄心試験装置用の電源装置を提供
することにある。
また、本発明の目的は、整流回路負荷の電源装置もしく
は歪電流負荷用電源装置として用いられる電源装置を提
供することにある。
は歪電流負荷用電源装置として用いられる電源装置を提
供することにある。
上述の課題を解決するための手段は第１Ａ図，第１Ｂ図
に示される。
に示される。
第１Ａ図においては、負荷に電流を供給するための電源
装置たとえば鉄心１の試験装置を示す。基本正弦波発生
手段は基本正弦波電圧Ｅｏを発生する。誤差電圧検出手
段は、基本正弦波電圧Ｅｏと負荷の出力電圧Ｅｓたとえ
ば鉄心１の２次巻線間電圧Ｅｓとの電圧誤差ΔＥを検出
し、記憶手段は電圧誤差ΔＥを記憶して基本正弦波電圧
Ｅｏの１サイクル相当分だけ遅延させる。加算手段は遅
延された電圧誤差ΔＥ′を基本正弦波電圧Ｅｏに加算
し、入力電流供給手段はこの加算手段の加算結果に応じ
た入力電流Ｉｐを負荷たとえば鉄心１の２次巻線Ｗ２に
供給するものである。
装置たとえば鉄心１の試験装置を示す。基本正弦波発生
手段は基本正弦波電圧Ｅｏを発生する。誤差電圧検出手
段は、基本正弦波電圧Ｅｏと負荷の出力電圧Ｅｓたとえ
ば鉄心１の２次巻線間電圧Ｅｓとの電圧誤差ΔＥを検出
し、記憶手段は電圧誤差ΔＥを記憶して基本正弦波電圧
Ｅｏの１サイクル相当分だけ遅延させる。加算手段は遅
延された電圧誤差ΔＥ′を基本正弦波電圧Ｅｏに加算
し、入力電流供給手段はこの加算手段の加算結果に応じ
た入力電流Ｉｐを負荷たとえば鉄心１の２次巻線Ｗ２に
供給するものである。
第１Ｂ図においては、第１Ａ図の構成要素に、電圧誤差
検出手段と記憶手段との間に、電圧誤差ΔＥに遅延され
た電圧誤差ΔＥ′を加算する加算手段を付加してある。
検出手段と記憶手段との間に、電圧誤差ΔＥに遅延され
た電圧誤差ΔＥ′を加算する加算手段を付加してある。
第１Ａ図の手段によれば、高頻度の正帰還の繰り返しを
防止するために、基本正弦波の１サイクル分の負帰還す
べき波形を記憶して、１サイクル遅延させて負帰還をか
ける。すなわち、第２図に示すごとく、負帰還すべき波
形として、波形誤差（電圧誤差）の分のみ取り出して記
憶し（Ａ）、１サイクルずらして負帰還して波形を補正
する（Ｂ）。これにより、高周波数域での位相が180°
以上のずれがあっても、第３図に示すごとく、基本正弦
波１サイクル毎に正帰還は分断されるので、繰り返しに
よる成長、発振は起こらない。
防止するために、基本正弦波の１サイクル分の負帰還す
べき波形を記憶して、１サイクル遅延させて負帰還をか
ける。すなわち、第２図に示すごとく、負帰還すべき波
形として、波形誤差（電圧誤差）の分のみ取り出して記
憶し（Ａ）、１サイクルずらして負帰還して波形を補正
する（Ｂ）。これにより、高周波数域での位相が180°
以上のずれがあっても、第３図に示すごとく、基本正弦
波１サイクル毎に正帰還は分断されるので、繰り返しに
よる成長、発振は起こらない。
第１Ｂ図の手段によれば、さらに波形誤差を、１サイク
ル前の記憶波形に加えて記憶し、次のサイクルで、それ
を負帰還する動作を繰り返す。従って、波形誤差の累積
が基本正弦波に加算され、ほぼ無限に帰還率Ｆを増加さ
せることができる。たとえば、帰還率として 第１サイクル 0.9 第２サイクル 0.99 第３サイクル 0.999 第４サイクル 0.9999 というように増加する。
ル前の記憶波形に加えて記憶し、次のサイクルで、それ
を負帰還する動作を繰り返す。従って、波形誤差の累積
が基本正弦波に加算され、ほぼ無限に帰還率Ｆを増加さ
せることができる。たとえば、帰還率として 第１サイクル 0.9 第２サイクル 0.99 第３サイクル 0.999 第４サイクル 0.9999 というように増加する。
第４図は本発明に係る記憶方式負帰還電源装置の第１の
実施例を示すブロック回路図であって、鉄心試験装置に
応用したものである。第４図においては、ディジタル処
理により制御が行われる。すなわち、401は各部を制御
する制御部（CPU），402は周波数切替スイッチ、403は
電圧設定スイッチ（たとえばディジタルスイッチ）であ
る。
実施例を示すブロック回路図であって、鉄心試験装置に
応用したものである。第４図においては、ディジタル処
理により制御が行われる。すなわち、401は各部を制御
する制御部（CPU），402は周波数切替スイッチ、403は
電圧設定スイッチ（たとえばディジタルスイッチ）であ
る。
404は基本正弦波Ｅｏを発生する基本正弦波発生回路（R
OM）、405は基本正弦波発生回路404の出力電圧を調整す
る電圧を調整する電圧調整回路（乗算器）である。この
場合、基本正弦波発生回路404が発生する基本正弦波Ｅ
ｏの周波数は周波数切替スイッチ402のオン，オフに応
じて制御部401によって変化する。つまり、制御部401は
周波数切替スイッチ402のオン，オフに応じた所定の周
波数のクロック信号を基本正弦波発生回路404に送出す
る。また、制御部401は電圧設定スイッチ403の内容に応
じた電圧乗数αを電圧調整回路405に送出し、この結
果、電圧調整回路405は各基本正弦波Ｅｏのディジタル
値に電圧乗数αを乗算して新たな基本正弦波Ｅｏ′を発
生する。
OM）、405は基本正弦波発生回路404の出力電圧を調整す
る電圧を調整する電圧調整回路（乗算器）である。この
場合、基本正弦波発生回路404が発生する基本正弦波Ｅ
ｏの周波数は周波数切替スイッチ402のオン，オフに応
じて制御部401によって変化する。つまり、制御部401は
周波数切替スイッチ402のオン，オフに応じた所定の周
波数のクロック信号を基本正弦波発生回路404に送出す
る。また、制御部401は電圧設定スイッチ403の内容に応
じた電圧乗数αを電圧調整回路405に送出し、この結
果、電圧調整回路405は各基本正弦波Ｅｏのディジタル
値に電圧乗数αを乗算して新たな基本正弦波Ｅｏ′を発
生する。
406,407は総合遅延時間が基本正弦波Ｅｏの１サイクル
分になるように遅延時間を調整する遅延用メモリであっ
て、たとえば、同時に書込み／読出しが可能な双方向性
メモリである。すなわち、各遅延用メモリ406,407は、
制御部401のクロック信号により歩進されるアドレスカ
ウンタ406a,407aの書込みアドレスＷＡおよび読出しア
ドレスＲＡに応じて動作する。この場合、遅延用メモリ
406(407)の書込みアドレスＷＡと読出しアドレスＲＡと
の差（RA-WA）に制御部401が発生するクロック信号の周
期を乗算した値により決定される。減算回路408は基本
性弦波Ｅｏ′とＡ／Ｄ変換器412によりＡ／Ｄ変換され
た２次巻線Ｗ２間出力電圧Ｅｓとの電圧誤差ΔＥを演算
する。また、加算回路409は基本正弦波Ｅｏ′に１サイ
クル分だけ遅延された電圧誤差ΔＥを加算する。この加
算結果はＤ／Ａ変換器410によりＤ／Ａ変換され、この
アナログ値にもとづきパワーアンプ411が１次巻線Ｗ１
に入力電流Ｉｐを供給する。
分になるように遅延時間を調整する遅延用メモリであっ
て、たとえば、同時に書込み／読出しが可能な双方向性
メモリである。すなわち、各遅延用メモリ406,407は、
制御部401のクロック信号により歩進されるアドレスカ
ウンタ406a,407aの書込みアドレスＷＡおよび読出しア
ドレスＲＡに応じて動作する。この場合、遅延用メモリ
406(407)の書込みアドレスＷＡと読出しアドレスＲＡと
の差（RA-WA）に制御部401が発生するクロック信号の周
期を乗算した値により決定される。減算回路408は基本
性弦波Ｅｏ′とＡ／Ｄ変換器412によりＡ／Ｄ変換され
た２次巻線Ｗ２間出力電圧Ｅｓとの電圧誤差ΔＥを演算
する。また、加算回路409は基本正弦波Ｅｏ′に１サイ
クル分だけ遅延された電圧誤差ΔＥを加算する。この加
算結果はＤ／Ａ変換器410によりＤ／Ａ変換され、この
アナログ値にもとづきパワーアンプ411が１次巻線Ｗ１
に入力電流Ｉｐを供給する。
このように、２次巻線Ｗ２の出力電圧Ｅｓは負帰還ルー
プ回路（406,408,407,412）により入力電流Ｉｐに負帰
還され、しかも、負帰還すべき波形は基本正弦波Ｅｏの
１サイクル分だけ遅延される。この結果、第５図に示す
ごとく、出力電圧Ｅｓは高い磁束密度状態でも安定す
る。
プ回路（406,408,407,412）により入力電流Ｉｐに負帰
還され、しかも、負帰還すべき波形は基本正弦波Ｅｏの
１サイクル分だけ遅延される。この結果、第５図に示す
ごとく、出力電圧Ｅｓは高い磁束密度状態でも安定す
る。
第６図は本発明に係る記憶方式負帰還電源装置の第２の
実施例を示すブロック回路図であって、第４図の構成要
素に対し、遅延用メモリ601、アドレスカウンタ601a、
および加算回路602が付加されている。この場合、３つ
の遅延用メモリ406,407,601の総合遅延時間が基本正弦
波Ｅｏの１サイクル分となるように調整される。従っ
て、第２の実施例によれば、第１の実施例に比較して、
負帰還すべき電圧誤差ΔＥ′が累積されるので、帰還率
Ｆを極めて大きくすることができる。
実施例を示すブロック回路図であって、第４図の構成要
素に対し、遅延用メモリ601、アドレスカウンタ601a、
および加算回路602が付加されている。この場合、３つ
の遅延用メモリ406,407,601の総合遅延時間が基本正弦
波Ｅｏの１サイクル分となるように調整される。従っ
て、第２の実施例によれば、第１の実施例に比較して、
負帰還すべき電圧誤差ΔＥ′が累積されるので、帰還率
Ｆを極めて大きくすることができる。
さらに、上述の実施例においては、１次巻線Ｗ１、２次
巻線Ｗ２は、コネクタ形式のもの以外でもよく、また、
その巻数も各１回巻きでも充分安定した高精度の試験
（測定）が可能である。また、接点の配列、配置は自由
に設定できる。さらに、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２は
同一巻数である必要はない。
巻線Ｗ２は、コネクタ形式のもの以外でもよく、また、
その巻数も各１回巻きでも充分安定した高精度の試験
（測定）が可能である。また、接点の配列、配置は自由
に設定できる。さらに、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２は
同一巻数である必要はない。
また、本発明は第８図のアナログ式負帰還方式を併用す
ることによりさらに早い速度で且つ完全な波形補正が可
能となる。
ることによりさらに早い速度で且つ完全な波形補正が可
能となる。
さらに、本発明は、カットコア型式の鉄心の試験装置に
も適用でき、また、鉄心試験装置用電源装置以外に、整
流回路負荷用、歪電流負荷用電源装置にも適用し得る。
も適用でき、また、鉄心試験装置用電源装置以外に、整
流回路負荷用、歪電流負荷用電源装置にも適用し得る。
以上説明したように本発明によれば、鉄心試験装置の場
合、鉄心毎の巻線作業を省略すると共に、極めて高い磁
束密度でも、入力電圧の調整を行うことなく、正しく且
つ安定した試験（測定）をすることができる。また、帰
還率を極めて大きくできる。
合、鉄心毎の巻線作業を省略すると共に、極めて高い磁
束密度でも、入力電圧の調整を行うことなく、正しく且
つ安定した試験（測定）をすることができる。また、帰
還率を極めて大きくできる。
第１Ａ図，第１Ｂ図は本発明の基本構成を示すブロック
回路図、 第２図，第３図は本発明の作用を説明する図、 第４図は本発明に係る記憶方式負帰還電源装置の第１の
実施例を示すブロック回路図、 第５図は第４図における出力特性を示す図、 第６図は本発明に係る記憶方式負帰還電源装置の第２の
実施例を示すブロック回路図、 第７図は試験巻線の一例を示す図、 第８図は先に提案した鉄心試験装置の一実施例を示す回
路図、 第９図は第８図の等価回路図、 第１０図は本発明が解決すべき課題を説明する図であ
る。 １：鉄心 ２：交流電源 ３：交流電流計 ４：交流電圧計 Ｗ：電力計 Ｗ１：１次巻線 Ｗ２：２次巻線 Ｉｐ：励磁電流 Ｅｓ：出力電圧 404：基本正弦発生回路 405：電圧調整回路 406,407,601：遅延用メモリ 408：減算回路 409,602：加算回路
回路図、 第２図，第３図は本発明の作用を説明する図、 第４図は本発明に係る記憶方式負帰還電源装置の第１の
実施例を示すブロック回路図、 第５図は第４図における出力特性を示す図、 第６図は本発明に係る記憶方式負帰還電源装置の第２の
実施例を示すブロック回路図、 第７図は試験巻線の一例を示す図、 第８図は先に提案した鉄心試験装置の一実施例を示す回
路図、 第９図は第８図の等価回路図、 第１０図は本発明が解決すべき課題を説明する図であ
る。 １：鉄心 ２：交流電源 ３：交流電流計 ４：交流電圧計 Ｗ：電力計 Ｗ１：１次巻線 Ｗ２：２次巻線 Ｉｐ：励磁電流 Ｅｓ：出力電圧 404：基本正弦発生回路 405：電圧調整回路 406,407,601：遅延用メモリ 408：減算回路 409,602：加算回路
Claims (2)
- 【請求項１】負荷に電流および電圧を供給するための電
源装置であって、 基本正弦波電圧（Ｅｏ）を発生する基本正弦波発生手段
と、 該基本正弦波電圧と前記負荷の出力電圧（Ｅｓ）との電
圧誤差（ΔＥ）を検出する誤差電圧検出手段と、 該電圧誤差を記憶して前記基本正弦波電圧の１サイクル
相当分だけ遅延させる記憶手段と、 該遅延された電圧誤差（ΔＥ′）を前記基本正弦波電圧
に加算する加算手段と、 該加算手段の加算結果に応じた入力電流（Ｉｐ）を前記
負荷に供給する入力電流供給手段と を具備する記憶方式負帰還電源装置。 - 【請求項２】前記電圧誤差検出手段と前記遅延手段との
間に、前記電圧誤差（ΔＥ）に前記遅延された電圧誤差
（ΔＥ′）を加算する加算手段を設けた請求項１に記載
の記憶方式負帰還電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1260088A JPH0630308B2 (ja) | 1988-01-25 | 1988-01-25 | 記憶方式負帰還電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1260088A JPH0630308B2 (ja) | 1988-01-25 | 1988-01-25 | 記憶方式負帰還電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01188916A JPH01188916A (ja) | 1989-07-28 |
| JPH0630308B2 true JPH0630308B2 (ja) | 1994-04-20 |
Family
ID=11809844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1260088A Expired - Fee Related JPH0630308B2 (ja) | 1988-01-25 | 1988-01-25 | 記憶方式負帰還電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630308B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3614677B2 (ja) * | 1998-08-12 | 2005-01-26 | 株式会社リコー | 差動トランスの検査装置 |
| CN103728366B (zh) * | 2013-12-30 | 2016-03-30 | 中国计量科学研究院 | 一种用于电工钢连续铁损测量的信号分析装置及方法 |
-
1988
- 1988-01-25 JP JP1260088A patent/JPH0630308B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01188916A (ja) | 1989-07-28 |
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