JPH071471B2 - 定電流回路 - Google Patents
定電流回路Info
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- JPH071471B2 JPH071471B2 JP63243183A JP24318388A JPH071471B2 JP H071471 B2 JPH071471 B2 JP H071471B2 JP 63243183 A JP63243183 A JP 63243183A JP 24318388 A JP24318388 A JP 24318388A JP H071471 B2 JPH071471 B2 JP H071471B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明はいわゆるバンドギャップタイプの定電流回路に
関する。
関する。
＜従来の技術＞ 定電流源として従来から使用されている回路の１つに、
第３図に示す回路がある。この回路においては、トラン
ジスタQ16に流れる電流値に等しい定電流の供給源とし
て動作するトランジスタQ14、15を介して、トランジス
タQ12、11のコレクターに電流を流しているので、双方
のトランジスタQ12、11には同じ値のコレクター電流が
流れる。しかしトランジスタQ12のエミッターの大きさ
はトランジスタQ11のエミッターより大きく形成されて
いて、トランジスタQ12のエミッターの大きさのQ11のそ
れに対する比率をＭ（Ｍ＞１）とすると、トランジスタ
Q12のベースエミッター間の電圧とQ11のそれとの間には （KT/q）×ln M によって示される電圧の差異が発生する（Ｋはボルツマ
ン定数、Ｔは絶対温度、ｑ電子の電荷を示す）。
第３図に示す回路がある。この回路においては、トラン
ジスタQ16に流れる電流値に等しい定電流の供給源とし
て動作するトランジスタQ14、15を介して、トランジス
タQ12、11のコレクターに電流を流しているので、双方
のトランジスタQ12、11には同じ値のコレクター電流が
流れる。しかしトランジスタQ12のエミッターの大きさ
はトランジスタQ11のエミッターより大きく形成されて
いて、トランジスタQ12のエミッターの大きさのQ11のそ
れに対する比率をＭ（Ｍ＞１）とすると、トランジスタ
Q12のベースエミッター間の電圧とQ11のそれとの間には （KT/q）×ln M によって示される電圧の差異が発生する（Ｋはボルツマ
ン定数、Ｔは絶対温度、ｑ電子の電荷を示す）。
その結果、トランジスタQ14、Q15のコレクター電流をI1
1とし、抵抗R1の値をr11とすると （KT/q）×ln M＝I11×r11 なる関係が成立するように、トランジスタQ13のコレク
ターに流れる電流の制御が行われる。そのため、トラン
ジスタQ17は、そのコレクター出力が、上記関係を満足
する電流値I11の出力を行う定電流源となるように動作
する。
1とし、抵抗R1の値をr11とすると （KT/q）×ln M＝I11×r11 なる関係が成立するように、トランジスタQ13のコレク
ターに流れる電流の制御が行われる。そのため、トラン
ジスタQ17は、そのコレクター出力が、上記関係を満足
する電流値I11の出力を行う定電流源となるように動作
する。
＜発明が解決しようとする課題＞ 上記回路の出力となる定電流の値は、Ｋ、Ｔ、ｑが定数
であるため、トランジスタQ11、12のエミッターの大き
さの比率Ｍと抵抗R11の値r11によって一義的に決まるの
であるが、抵抗R11に流れる電流を詳細に検討すると、
その値は、トランジスタQ14に流れる電流からトランジ
スタQ11のベースに流れる電流を減じた値となる。
であるため、トランジスタQ11、12のエミッターの大き
さの比率Ｍと抵抗R11の値r11によって一義的に決まるの
であるが、抵抗R11に流れる電流を詳細に検討すると、
その値は、トランジスタQ14に流れる電流からトランジ
スタQ11のベースに流れる電流を減じた値となる。
つまりトランジスタQ17の出力電流の値（この値はトラ
ンジスタQ14に流れる電流値I11に等しい）は、KT/qをＡ
で示すと Ａ×ln M＝（I11−IB11）×r11 の関係を満足する値となる（IB11はトランジスタQ11に
流れるベース電流を示す）。この式を式とする。
ンジスタQ14に流れる電流値I11に等しい）は、KT/qをＡ
で示すと Ａ×ln M＝（I11−IB11）×r11 の関係を満足する値となる（IB11はトランジスタQ11に
流れるベース電流を示す）。この式を式とする。
一方ベース電流IB11の値は、トランジスタQ11の電流増
幅率をhfe9で示すと I11/hfe9 ・・・ として示される（トランジスタQ14のコレクター電流とQ
15のコレクター電流は等しい）。
幅率をhfe9で示すと I11/hfe9 ・・・ として示される（トランジスタQ14のコレクター電流とQ
15のコレクター電流は等しい）。
上記の式に式を代入すると式は Ａ×ln M＝I11（1-1/hfe9）×r11 として示される。つまり I11＝、Ａ×ln M/（（1-1/hfe9）×r11） となる（上記式を式とする）。
一方、ICの製造時においては、２つのトランジスタのエ
ミッターの大きさの比率および抵抗値の制御は極めて正
確に行うことが可能になっているが、電流増幅率の制御
は不充分にしか行うことができない。そのため、トラン
ジスタQ11の電流増幅率hfe9の値が、例えば100から200
の範囲にばらついたときには、トランジスタQ17の出力
電流値が式によって定まるため、その値がパーセント
に近いオーダーでばらつくという問題点があった。
ミッターの大きさの比率および抵抗値の制御は極めて正
確に行うことが可能になっているが、電流増幅率の制御
は不充分にしか行うことができない。そのため、トラン
ジスタQ11の電流増幅率hfe9の値が、例えば100から200
の範囲にばらついたときには、トランジスタQ17の出力
電流値が式によって定まるため、その値がパーセント
に近いオーダーでばらつくという問題点があった。
本発明は上記課題を解決するため創案されたものであ
り、その目的は、トランジスタの電流増幅率のばらつき
の出力電流の値に対する影響を減少させることのできる
定電流回路を提供することにある。
り、その目的は、トランジスタの電流増幅率のばらつき
の出力電流の値に対する影響を減少させることのできる
定電流回路を提供することにある。
＜課題を解決するための手段＞ 本発明に係る定電流回路は、エミッタ接地されたNPN型
の第１のトランジスタと、エミッタの大きさが第１のト
ランジスタのｎ倍であり、コレクタがベース及び第１の
トランジスタのベースに接続される一方、エミッタが基
準抵抗を介して接地されたNPN型の第２のトランジスタ
とからなる第１のカレントミラーと、 エミッタが抵抗を介して接地されており、ベースが第１
のトランジスタのコレクタに接続されたNPN型の第５の
トランジスタと、 第５のトランジスタのコレクタ電流と等しい電流を生成
するとともに第１、第２のトランジスタのコレクタ及び
負荷に各々供給する回路であって、ベースがコレクタ及
び第５のトランジスタのコレクタに接続されたPNP型の
第６のトランジスタと、ベースが第６のトランジスタの
ベースに接続される一方、コレクタが第１のトランジス
タのコレクタに接続されたPNP型の第７のトランジスタ
と、ベースが第６のトランジスタのベースに接続される
一方、コレクタが第２のトランジスタのコレクタに接続
されたPNP型の第８のトランジスタと、ベースが第６の
トランジスタのベースに接続される一方、コレクタが前
記負荷に接続されたPNP型の第９のトランジスタとから
なる第２のカレントミラーと、 から構成された定電流回路を前提としており、 第１のカレントミラーにおける第２のトランジスタのコ
レクタをベース及び第１のトランジスタのベースに接続
する代わりに、 エミッタが第１、第２のトランジスタのベースに接続さ
れる一方、コレクタがベース及び第２、第８のトランジ
スタのコレクタに接続されるNPN型の第４のトランジス
タと、エミッタが第１、第２のトランジスタのベースに
接続され、ベースが第４のトランジスタのベースに接続
され、コレクタがプラス電源側に接続されたNPN型の第
３のトランジスタとからなる第３のカレントミラーを設
けたことを特徴としている。
の第１のトランジスタと、エミッタの大きさが第１のト
ランジスタのｎ倍であり、コレクタがベース及び第１の
トランジスタのベースに接続される一方、エミッタが基
準抵抗を介して接地されたNPN型の第２のトランジスタ
とからなる第１のカレントミラーと、 エミッタが抵抗を介して接地されており、ベースが第１
のトランジスタのコレクタに接続されたNPN型の第５の
トランジスタと、 第５のトランジスタのコレクタ電流と等しい電流を生成
するとともに第１、第２のトランジスタのコレクタ及び
負荷に各々供給する回路であって、ベースがコレクタ及
び第５のトランジスタのコレクタに接続されたPNP型の
第６のトランジスタと、ベースが第６のトランジスタの
ベースに接続される一方、コレクタが第１のトランジス
タのコレクタに接続されたPNP型の第７のトランジスタ
と、ベースが第６のトランジスタのベースに接続される
一方、コレクタが第２のトランジスタのコレクタに接続
されたPNP型の第８のトランジスタと、ベースが第６の
トランジスタのベースに接続される一方、コレクタが前
記負荷に接続されたPNP型の第９のトランジスタとから
なる第２のカレントミラーと、 から構成された定電流回路を前提としており、 第１のカレントミラーにおける第２のトランジスタのコ
レクタをベース及び第１のトランジスタのベースに接続
する代わりに、 エミッタが第１、第２のトランジスタのベースに接続さ
れる一方、コレクタがベース及び第２、第８のトランジ
スタのコレクタに接続されるNPN型の第４のトランジス
タと、エミッタが第１、第２のトランジスタのベースに
接続され、ベースが第４のトランジスタのベースに接続
され、コレクタがプラス電源側に接続されたNPN型の第
３のトランジスタとからなる第３のカレントミラーを設
けたことを特徴としている。
＜作用＞ 第３、第４のトランジスタとで第３のカレントミラーが
構成されているので、第３、第４のトランジスタの各エ
ミッタ電流は互いに等しくなる。このエミッタ電流の総
和が第１、第２のトランジスタの各ベース電流となり、
これらのベース電流により第１のカレントミラーが動作
する。
構成されているので、第３、第４のトランジスタの各エ
ミッタ電流は互いに等しくなる。このエミッタ電流の総
和が第１、第２のトランジスタの各ベース電流となり、
これらのベース電流により第１のカレントミラーが動作
する。
その結果、第１、第２のトランジスタの電流増幅率のば
らつきに関係なく、第２のトランジスタのエミッタ電
流、言い換えると、基準抵抗に流れる電流と第１のトラ
ンジスタのコレクタ電流とが略等しくなる。
らつきに関係なく、第２のトランジスタのエミッタ電
流、言い換えると、基準抵抗に流れる電流と第１のトラ
ンジスタのコレクタ電流とが略等しくなる。
＜実施例＞ 第１図は本発明の一実施例の電気的構成を示す回路図で
ある。
ある。
エミッタ接地された第１のトランジスタQ1と、エミッタ
が抵抗R1（基準抵抗）を介して接地された第２のトラン
ジスタQ2とでカレントミラー（第１のカレントミラーに
相当する）が構成されている。
が抵抗R1（基準抵抗）を介して接地された第２のトラン
ジスタQ2とでカレントミラー（第１のカレントミラーに
相当する）が構成されている。
このカレントミラーの出力側には、抵抗R2を介してエミ
ッタ接地された第５のトランジスタQ5が接続されてい
る。
ッタ接地された第５のトランジスタQ5が接続されてい
る。
一方、トランジスタQ23（第６のトランジスタ）、Q21
（第７のトランジスタ）、Q22（第８のトランジス
タ）、Q24（第９のトランジスタ）とでカレントミラー
（第２のカレントミラーに相当する）が構成されてい
る。このカレントミラーは、第５のトランジスタQ5のコ
レクタ電流と等しい電流を生成し、第１、第２のトラン
ジスタQ1、Q2のコレクタ及び図外の負荷（トランジスタ
のQ24のコレクタ側に接続されている）に各々供給する
ようになっている。
（第７のトランジスタ）、Q22（第８のトランジス
タ）、Q24（第９のトランジスタ）とでカレントミラー
（第２のカレントミラーに相当する）が構成されてい
る。このカレントミラーは、第５のトランジスタQ5のコ
レクタ電流と等しい電流を生成し、第１、第２のトラン
ジスタQ1、Q2のコレクタ及び図外の負荷（トランジスタ
のQ24のコレクタ側に接続されている）に各々供給する
ようになっている。
また第３のトランジスタQ3と第４のトランジスタQ4とで
カレントミラー（第３のカレントミラーに相当する）が
構成されている。本願発明はこのカレントミラーを設け
た点に大きな特徴がある。以下、更に詳しく説明する。
カレントミラー（第３のカレントミラーに相当する）が
構成されている。本願発明はこのカレントミラーを設け
た点に大きな特徴がある。以下、更に詳しく説明する。
図において、同一構成の４つのPNPトランジスタQ21〜Q2
4は、それぞれのエミッターが互いに接続されると共に
プラス電源Ｐに接続されており、それそれのベースは、
同様に互いに接続されると共に、トランジスタQ23のコ
レクターに接続されている。そしてトランジスタQ23の
コレクターは、そのエミッターが抵抗R2を介して接地さ
れた第５のトランジスタQ5のコレクターに接続されてい
る。
4は、それぞれのエミッターが互いに接続されると共に
プラス電源Ｐに接続されており、それそれのベースは、
同様に互いに接続されると共に、トランジスタQ23のコ
レクターに接続されている。そしてトランジスタQ23の
コレクターは、そのエミッターが抵抗R2を介して接地さ
れた第５のトランジスタQ5のコレクターに接続されてい
る。
トランジスタQ21のコレクターは、そのエミッターが接
地された第１のトランジスタQ1のコレクターと、第５の
トランジスタQ5のベースに導かれている。
地された第１のトランジスタQ1のコレクターと、第５の
トランジスタQ5のベースに導かれている。
トランジスタQ22のコレクターは、抵抗R1を介してその
エミッターが接地された第２のトランジスタQ2のコレク
ターと、第４のトランジスタQ4のコレクターとに接続さ
れている。そして第４のトランジスタQ4のベースはそれ
自身のコレクターに接続されると共に、第３のトランジ
スタQ3のベースに接続されており、第３および第４のト
ランジスタQ3、Q4のエミッターは、共に第１および第２
のトランジスタQ1、Q2のベースに導かれている。そのた
め第１のトランジスタQ1と第２のトランジスタQ2とは、
そのベースが互いに接続された構成となっている。また
第３のトランジスタQ3のコレクターはプラス電源Ｐに接
続されている。
エミッターが接地された第２のトランジスタQ2のコレク
ターと、第４のトランジスタQ4のコレクターとに接続さ
れている。そして第４のトランジスタQ4のベースはそれ
自身のコレクターに接続されると共に、第３のトランジ
スタQ3のベースに接続されており、第３および第４のト
ランジスタQ3、Q4のエミッターは、共に第１および第２
のトランジスタQ1、Q2のベースに導かれている。そのた
め第１のトランジスタQ1と第２のトランジスタQ2とは、
そのベースが互いに接続された構成となっている。また
第３のトランジスタQ3のコレクターはプラス電源Ｐに接
続されている。
そして第１のトランジスタQ1と第２のトランジスタQ2の
構成については、第２のトランジスタQ2が、第１のトラ
ンジスタQ1と同一規模のエミッターの大きさを有するト
ランジスタを10個並列に接続した構成となっているの
で、第２のトランジスタQ2のエミッターの大きさは、第
１のトランジスタQ1のエミッターの10倍の大きさとなっ
ている。
構成については、第２のトランジスタQ2が、第１のトラ
ンジスタQ1と同一規模のエミッターの大きさを有するト
ランジスタを10個並列に接続した構成となっているの
で、第２のトランジスタQ2のエミッターの大きさは、第
１のトランジスタQ1のエミッターの10倍の大きさとなっ
ている。
また第１から第５の５つのトランジスタQ1〜Q5には、同
図に示すように、NPNトランジスタが用いられている。
図に示すように、NPNトランジスタが用いられている。
以上の構成からなる本発明の一実施例の動作について以
下に説明する。
下に説明する。
第２図は、主要部に流れる電流を示す説明図である。以
下においては必要に応じて第２図を参照しつつ説明を進
める。
下においては必要に応じて第２図を参照しつつ説明を進
める。
トランジスタQ21、Q22は、トランジスタQ23に対するカ
レントミラーとして動作することから、それぞれのコレ
クターより流れ出す電流I1、I2の値は同一である。
レントミラーとして動作することから、それぞれのコレ
クターより流れ出す電流I1、I2の値は同一である。
またトランジスタQ22からの電流I2は、第２のトランジ
スタQ2のコレクターに流れる電流I14と、第４のトラン
ジスタQ4のコレクターに流れる電流I16と、第３および
第４のトランジスタQ3、Q4のベースに流れる電流I13と
の和にその値が等しい。
スタQ2のコレクターに流れる電流I14と、第４のトラン
ジスタQ4のコレクターに流れる電流I16と、第３および
第４のトランジスタQ3、Q4のベースに流れる電流I13と
の和にその値が等しい。
一方、第３のトランジスタQ3と第４のトランジスタQ4と
はカレントミラーを構成するることから I11＝I16 となる。また第３のトランジスタQ3と第４のトランジス
タQ4との電流増幅率の差異を無視すると、それぞれのエ
ミッターが互いに接続されると共に、第１、第２のトラ
ンジスタQ1、Q2のベースに接続されていることから、そ
れぞれのエミッターに流れる電流I18、I19は I18＝I19 となる。また第３のトランジスタQ3のエミッター電流I1
9は I19＝I11＋I17 であり、第４のトランジスタQ4のエミッターに流れる電
流I18は I18＝I16＋I13−I17 となる。
はカレントミラーを構成するることから I11＝I16 となる。また第３のトランジスタQ3と第４のトランジス
タQ4との電流増幅率の差異を無視すると、それぞれのエ
ミッターが互いに接続されると共に、第１、第２のトラ
ンジスタQ1、Q2のベースに接続されていることから、そ
れぞれのエミッターに流れる電流I18、I19は I18＝I19 となる。また第３のトランジスタQ3のエミッター電流I1
9は I19＝I11＋I17 であり、第４のトランジスタQ4のエミッターに流れる電
流I18は I18＝I16＋I13−I17 となる。
第１のトランジスタQ1の電流増幅率をhfe1とすると hfe1×I19＝I21 となる。また第３のトランジスタQ3の電流増幅率をhfe3
とすると I17×hfe3＝I19 となる。つまり第３のトランジスタQ3のベースに流れる
電流I17は I17＝I21/（hef1×hfe3） となる。そのため第２のトランジスタQ2のエミッターに
流れる電流I15は I15 ＝I2−I17 ＝I2−I21/（hef1×hfe3） となる。
とすると I17×hfe3＝I19 となる。つまり第３のトランジスタQ3のベースに流れる
電流I17は I17＝I21/（hef1×hfe3） となる。そのため第２のトランジスタQ2のエミッターに
流れる電流I15は I15 ＝I2−I17 ＝I2−I21/（hef1×hfe3） となる。
一方、第１のトランジスタQ1のエミッターに流れる電流
I22は I22＝I1−I20＋I19 となるが I1＝15が常に成立するため、第１のトランジスタQ1と第
５のトランジスタQ5の電流増幅率の差異を無視すると I19＝I20 となる。そのため I22＝I1 となる。
I22は I22＝I1−I20＋I19 となるが I1＝15が常に成立するため、第１のトランジスタQ1と第
５のトランジスタQ5の電流増幅率の差異を無視すると I19＝I20 となる。そのため I22＝I1 となる。
以上説明した値の電流が第２のトランジスタQ2のエミッ
ターと第１のトランジスタQ1のエミッターとに流れる。
ターと第１のトランジスタQ1のエミッターとに流れる。
一方、トランジスタの物理的性質から、コレクターに流
れる電流をIC、逆方向飽和コレクター電流をIO、ボルツ
マン定数をＫ、絶対温度をＴ、電荷の値をｑとし、ベー
スとエミッターとの間に発生する電圧をVBEとすると VBE＝（Ｋ＋T/q）×ln（IC/IO） なる関係が成立する。
れる電流をIC、逆方向飽和コレクター電流をIO、ボルツ
マン定数をＫ、絶対温度をＴ、電荷の値をｑとし、ベー
スとエミッターとの間に発生する電圧をVBEとすると VBE＝（Ｋ＋T/q）×ln（IC/IO） なる関係が成立する。
そのため、第１のトランジスタQ1のベースエミッター間
に発生する電圧と、第１のトランジスタQ1のエミッター
に比して10倍の大きさに形成されたエミッターを有する
第２のトランジスタQ2のベースエミッター間に発生する
電圧とには （Ｋ×T/q）×ln10 なる差異が生じる。
に発生する電圧と、第１のトランジスタQ1のエミッター
に比して10倍の大きさに形成されたエミッターを有する
第２のトランジスタQ2のベースエミッター間に発生する
電圧とには （Ｋ×T/q）×ln10 なる差異が生じる。
この差異の電圧が、抵抗R1の両端に発生する電圧に等し
くなるように第２のトランジスタQ2に流れる電流が変化
するが、第１のトランジスタQ1と第２のトランジスタQ2
とには、トランジスタQ21、Q22により等しい電流が流れ
る構成となっているため、第２のトランジスタQ2に流れ
る電流の変化は第１のトランジスタQ1に流れる電流を変
化させ、第５のトランジスタQ5のベースに流れる電流に
変化を生じさせる。
くなるように第２のトランジスタQ2に流れる電流が変化
するが、第１のトランジスタQ1と第２のトランジスタQ2
とには、トランジスタQ21、Q22により等しい電流が流れ
る構成となっているため、第２のトランジスタQ2に流れ
る電流の変化は第１のトランジスタQ1に流れる電流を変
化させ、第５のトランジスタQ5のベースに流れる電流に
変化を生じさせる。
その結果、第５のトランジスタQ5に流れるコレクター電
流が変化して、第１、第２、第５のトランジスタQ1、Q
2、Q5に流れる電流が等しくなったところでバランスす
る。
流が変化して、第１、第２、第５のトランジスタQ1、Q
2、Q5に流れる電流が等しくなったところでバランスす
る。
つまりトランジスタQ21、Q22に流れる電流の値は、抵抗
R1の両端に発生する電圧によって決定される構成となっ
ている。そのため、トランジスタQ21、Q22と同様のカレ
ントミラーの動作を行うトランジスタQ24の出力の電流
値も、抵抗R1の両端の電圧により決定される。
R1の両端に発生する電圧によって決定される構成となっ
ている。そのため、トランジスタQ21、Q22と同様のカレ
ントミラーの動作を行うトランジスタQ24の出力の電流
値も、抵抗R1の両端の電圧により決定される。
上記のように、定電流源となるトランジスタQ24の出力
電流値を決定する抵抗R1に流れる電流について検討する
と、その電流I15は I2−I21/（hfe1×hfe3） となっていて I21/（hfe1×hfe3） によっで示される電流値は極めて微小な電流となってお
り、電流増幅率hfe1とhfe3のそれぞれが、値100から値2
00の間にばらついたとき、抵抗R1に流れる電流の変化量
は、I2とI21とがほぼ等しい値となっているため I2×（１−1/10000） の値から I2×（１−1/40000） の範囲にあり、そのばらつきは0.1％以下となってい
る。
電流値を決定する抵抗R1に流れる電流について検討する
と、その電流I15は I2−I21/（hfe1×hfe3） となっていて I21/（hfe1×hfe3） によっで示される電流値は極めて微小な電流となってお
り、電流増幅率hfe1とhfe3のそれぞれが、値100から値2
00の間にばらついたとき、抵抗R1に流れる電流の変化量
は、I2とI21とがほぼ等しい値となっているため I2×（１−1/10000） の値から I2×（１−1/40000） の範囲にあり、そのばらつきは0.1％以下となってい
る。
なお本発明は上記実施例に限定されず、第１のトランジ
スタQ1と第２のトランジスタQ2のエミッターの大きさの
比率については10倍に限定されることなく、その他の倍
率として、例えば20倍等の比率とする構成が可能であ
る。
スタQ1と第２のトランジスタQ2のエミッターの大きさの
比率については10倍に限定されることなく、その他の倍
率として、例えば20倍等の比率とする構成が可能であ
る。
＜発明の効果＞ 以上、本発明に係る定電流回路による場合、第１、第２
のトランジスタの電流増幅率のばらつきに関係なく、第
２のトランジスタのエミッタ電流、言い換えると、基準
抵抗に流れる電流と第１のトランジスタのコレクタ電流
とが略等しくなるような構成となっているので、第１、
第２のトランジスタの電流増幅率のばらつきの出力電流
の値に対する影響を小さくすることができる。しかも第
１、第２のトランジスタに流れる電流が等しい値となる
ため、定電流の動作がより安定した動作になるという効
果を併せ持つ。
のトランジスタの電流増幅率のばらつきに関係なく、第
２のトランジスタのエミッタ電流、言い換えると、基準
抵抗に流れる電流と第１のトランジスタのコレクタ電流
とが略等しくなるような構成となっているので、第１、
第２のトランジスタの電流増幅率のばらつきの出力電流
の値に対する影響を小さくすることができる。しかも第
１、第２のトランジスタに流れる電流が等しい値となる
ため、定電流の動作がより安定した動作になるという効
果を併せ持つ。
第１図は本発明の一実施例の電気的構成を示す回路図、
第２図は、主要部に流れる電流を示す説明図、第３図は
従来の技術の電気的接続を示す回路図である。 Q1……第１のトランジスタ Q2……第２のトランジスタ Q3……第３のトランジスタ Q4……第４のトランジスタ Q5……第５のトランジスタ R1……抵抗 Ｐ……プラス電源。
第２図は、主要部に流れる電流を示す説明図、第３図は
従来の技術の電気的接続を示す回路図である。 Q1……第１のトランジスタ Q2……第２のトランジスタ Q3……第３のトランジスタ Q4……第４のトランジスタ Q5……第５のトランジスタ R1……抵抗 Ｐ……プラス電源。
Claims (1)
- 【請求項１】エミッタ接地されたNPN型の第１のトラン
ジスタと、エミッタの大きさが第１のトランジスタのｎ
倍であり、コレクタがベース及び第１のトランジスタの
ベースに接続される一方、エミッタが基準抵抗を介して
接地されたNPN型の第２のトランジスタとからなる第１
のカレントミラーと、 エミッタが抵抗を介して接地されており、ベースが第１
のトランジスタのコレクタに接続されたNPN型の第５の
トランジスタと、 第５のトランジスタのコレクタ電流と等しい電流を生成
するとともに第１、第２のトランジスタのコレクタ及び
負荷に各々供給する回路であって、ベースがコレクタ及
び第５のトランジスタのコレクタに接続されたPNP型の
第６のトランジスタと、ベースが第６のトランジスタの
ベースに接続される一方、コレクタが第１のトランジス
タのコレクタに接続されたPNP型の第７のトランジスタ
と、ベースが第６のトランジスタのベースに接続される
一方、コレクタが第２のトランジスタのコレクタに接続
されたPNP型の第８のトランジスタと、ベースが第６の
トランジスタのベースに接続される一方、コレクタが前
記負荷に接続されたPNP型の第９のトランジスタとから
なる第２のカレントミラーと、 から構成された定電流回路において、 第１のカレントミラーにおける第２のトランジスタのコ
レクタをベース及び第１のトランジスタのベースに接続
する代わりに、 エミッタが第１、第２のトランジスタのベースに接続さ
れる一方、コレクタがベース及び第２、第８のトランジ
スタのコレクタに接続されるNPN型の第４のトランジス
タと、エミッタが第１、第２のトランジスタのベースに
接続され、ベースが第４のトランジスタのベースに接続
され、コレクタがプラス電源側に接続されたNPN型の第
３のトランジスタとからなる第３のカレントミラーを設
けたことを特徴とする定電流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63243183A JPH071471B2 (ja) | 1988-09-27 | 1988-09-27 | 定電流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63243183A JPH071471B2 (ja) | 1988-09-27 | 1988-09-27 | 定電流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0290214A JPH0290214A (ja) | 1990-03-29 |
| JPH071471B2 true JPH071471B2 (ja) | 1995-01-11 |
Family
ID=17100057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63243183A Expired - Fee Related JPH071471B2 (ja) | 1988-09-27 | 1988-09-27 | 定電流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH071471B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3157746B2 (ja) * | 1997-06-30 | 2001-04-16 | 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 | 定電流回路 |
| JP6136480B2 (ja) * | 2013-04-03 | 2017-05-31 | トヨタ自動車株式会社 | バンドギャップリファレンス回路 |
-
1988
- 1988-09-27 JP JP63243183A patent/JPH071471B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0290214A (ja) | 1990-03-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |