JPH0773439B2 - 誘導電動機の可変速制御装置 - Google Patents
誘導電動機の可変速制御装置Info
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- JPH0773439B2 JPH0773439B2 JP62265390A JP26539087A JPH0773439B2 JP H0773439 B2 JPH0773439 B2 JP H0773439B2 JP 62265390 A JP62265390 A JP 62265390A JP 26539087 A JP26539087 A JP 26539087A JP H0773439 B2 JPH0773439 B2 JP H0773439B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、速度を直接検出する装置を不要にした、高性
能の誘導電動機可変速制御装置に関する。
能の誘導電動機可変速制御装置に関する。
速度を直接検出する装置を不要とした高性能な誘導電動
機可変速装置の例として、出願人は第５図の様なPWMイ
ンバータ１を電源とし、その制御にベクトル制御原理を
応用した可変速制御装置を出願している（特願昭60−21
262号：以下、単に出願済み装置とも云う。）。
機可変速装置の例として、出願人は第５図の様なPWMイ
ンバータ１を電源とし、その制御にベクトル制御原理を
応用した可変速制御装置を出願している（特願昭60−21
262号：以下、単に出願済み装置とも云う。）。
ベクトル制御の原理そのものについては、既に多くの文
献等に発表されて公知であるが（例えば、「富士時報」
第53巻，第９号，第640〜648頁“交流機のトランスベク
トル制御”の項参照。）、ここで簡単に説明する。
献等に発表されて公知であるが（例えば、「富士時報」
第53巻，第９号，第640〜648頁“交流機のトランスベク
トル制御”の項参照。）、ここで簡単に説明する。
誘導機のベクトル制御は電動機の電流，電圧等をベクト
ル量とみなし、固定子巻線上から観測すると交流量とな
つているこれらの量を、電動機の回転磁界上から観測し
て直流量に変換し、これを磁界に平行な成分と直交する
成分とに分離してそれぞれ独立に制御しようとするもの
である。
ル量とみなし、固定子巻線上から観測すると交流量とな
つているこれらの量を、電動機の回転磁界上から観測し
て直流量に変換し、これを磁界に平行な成分と直交する
成分とに分離してそれぞれ独立に制御しようとするもの
である。
第６図は、誘導機の一次電流ベクトル１を固定座標α
軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分
ｉα,iβと回転座標Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ
軸、これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分
iM,iTに分離した状態を示すものである。即ち、、同図
は固定子座標（α−β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）上の各量
の関係を示す。なお、矢印を付してベクトル量を示す
が、以下特に必要な場合の外はその区別をしないものと
する。
軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分
ｉα,iβと回転座標Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ
軸、これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分
iM,iTに分離した状態を示すものである。即ち、、同図
は固定子座標（α−β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）上の各量
の関係を示す。なお、矢印を付してベクトル量を示す
が、以下特に必要な場合の外はその区別をしないものと
する。
こゝで、第５図により、速度検出器なしベクトル制御装
置について説明する。
置について説明する。
第５図において、誘導電動機２の一次電流は、３相−２
相変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。また、この
量はベクトル回転器（VD）11により回転座標（Ｍ−Ｔ座
標系）量iM,iTに座標変換される。このときＭ軸すなち
磁束軸は、後述する電流モデル式磁束演算器（単に、電
流モデルとも云う。）10により演算された磁束の位相φ
Ｉにより決定される。この座標変換は次式により行われ
る。
相変換器12で２相量ｉα,iβに変換される。また、この
量はベクトル回転器（VD）11により回転座標（Ｍ−Ｔ座
標系）量iM,iTに座標変換される。このときＭ軸すなち
磁束軸は、後述する電流モデル式磁束演算器（単に、電
流モデルとも云う。）10により演算された磁束の位相φ
Ｉにより決定される。この座標変換は次式により行われ
る。
この様に一次電流i1をiM,iTに分離すれば、iMは磁束を
作る成分（磁化電流）となりiTはトルクを作る成分（ト
ルク電流）となるのは、良く知られているところであ
る。
作る成分（磁化電流）となりiTはトルクを作る成分（ト
ルク電流）となるのは、良く知られているところであ
る。
磁化電流指令iM ＊は磁束指令演算器４の出力Ψ２ ＊を微
分回路３に通した結果として与えられる。磁束一定制御
の場合は、演算器４は一定のΨ２ ＊を与え、又、高速領
域で速度に依存して弱め界磁制御を行う場合は、演算器
４は速度上昇につれて減少していくΨ２ ＊を与える。微
分回路３は次式の演算を行う。
分回路３に通した結果として与えられる。磁束一定制御
の場合は、演算器４は一定のΨ２ ＊を与え、又、高速領
域で速度に依存して弱め界磁制御を行う場合は、演算器
４は速度上昇につれて減少していくΨ２ ＊を与える。微
分回路３は次式の演算を行う。
磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回転器11により一次電流
から変換されたiMと加算点14で比較され、この偏差がPI
（比例積分）調節器６により増幅され、電動機の一次電
圧ベクトル指令１ ＊のＭ軸成分VM ＊を与える。速度は
調節ループ200内の調節器25の出力として演算される
が、この原理については後述する。
から変換されたiMと加算点14で比較され、この偏差がPI
（比例積分）調節器６により増幅され、電動機の一次電
圧ベクトル指令１ ＊のＭ軸成分VM ＊を与える。速度は
調節ループ200内の調節器25の出力として演算される
が、この原理については後述する。
一方、速度設定器100より与えられた指令値Ｎ＊は加算
点13にて調節器25の出力である速度推定値ωＶと比較さ
れ、この偏差はPI調節器５により増幅されたトルク電流
指令iT ＊となる。このiT ＊はベクトル回転器11により作
られたiTと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器７
で増幅され、一次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ軸成分VT
＊となる。このVM ＊,vT ＊は座標変換回路８に入力さ
れ、電流モデル10により演算された磁束の位相φＩによ
り、次式の如く固定子座標量に変換される。
点13にて調節器25の出力である速度推定値ωＶと比較さ
れ、この偏差はPI調節器５により増幅されたトルク電流
指令iT ＊となる。このiT ＊はベクトル回転器11により作
られたiTと加算点15で比較され、この偏差はPI調節器７
で増幅され、一次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ軸成分VT
＊となる。このVM ＊,vT ＊は座標変換回路８に入力さ
れ、電流モデル10により演算された磁束の位相φＩによ
り、次式の如く固定子座標量に変換される。
固定子座標量に変換された一次電圧指令Ｖα ＊,v
β ＊は、パルス発生回路９でインバータパルスに変換さ
れ、PWMインバータ１に与えられ誘導電動機２へ給電さ
れることになる。ここで、電動機の電流，電圧を座標変
換する際に用いる磁束の位相φＩは電流モデル10によ
り、次式で演算される。
β ＊は、パルス発生回路９でインバータパルスに変換さ
れ、PWMインバータ１に与えられ誘導電動機２へ給電さ
れることになる。ここで、電動機の電流，電圧を座標変
換する際に用いる磁束の位相φＩは電流モデル10によ
り、次式で演算される。
φＩ＝∫ω1dt＝∫（ω２＋ωＳ ＊）dt ……（３） （３），（４）式より、磁束の位相φＩはiM ＊,iT ＊及
び速度Ｎを入力とし、電動機定数（R2′,M等）が既知で
あれば演算できることがわかる。なお、磁束一定制御、
または磁束がゆるやかに変化する場合は、（４）式のT2
をT2＝０とすることも可能である。すべり角速度演算器
101は（４）式を、また積分器102は（３）式の演算をそ
れぞれ実行する。
び速度Ｎを入力とし、電動機定数（R2′,M等）が既知で
あれば演算できることがわかる。なお、磁束一定制御、
または磁束がゆるやかに変化する場合は、（４）式のT2
をT2＝０とすることも可能である。すべり角速度演算器
101は（４）式を、また積分器102は（３）式の演算をそ
れぞれ実行する。
速度検出器を持たない誘導機を速度制御するための原理
は、電動機の磁束の位相φがすべり角速度ωＳと回転子
角速度ω２の和を積分して得られること（（３），
（４）式の電流モデル）、またφは別の手段、即ち電動
機電圧，電流を用いて演算する電圧モデルにて得る方法
や、直接検出する方法等によつても得られる事に着目し
て、この両手段で得られる磁束位相を一致させることに
より、回転子速度を間接的に得ようとすることにある。
は、電動機の磁束の位相φがすべり角速度ωＳと回転子
角速度ω２の和を積分して得られること（（３），
（４）式の電流モデル）、またφは別の手段、即ち電動
機電圧，電流を用いて演算する電圧モデルにて得る方法
や、直接検出する方法等によつても得られる事に着目し
て、この両手段で得られる磁束位相を一致させることに
より、回転子速度を間接的に得ようとすることにある。
こゝで、速度実際値ω２のかわりに、速度推定値 を用いて磁束を演算する場合を考える。この両者が一致
している場合は、次の（５）式が成り立つ。
している場合は、次の（５）式が成り立つ。
このとき、電動機内の磁束の位相と制御回路内で演算さ
れたそれとは一致している。いま、 がω２よりΔω２だけ大きくなつたとする。この場合、
電動機内の磁束の角速度と制御回路内で演算されたそれ
とは偏差Δω２を有しているため、それらを積分して得
られる磁束の位相に偏差Δφが生じる。この偏差を零に
する調節ループが、第５図の符号200である。電動機内
の磁束をできるだけ正しく検出するために、ここでは、
電動機の一次電圧，一次電流および電動機定数から磁束
を演算する電圧モデル法を用いている。
れたそれとは一致している。いま、 がω２よりΔω２だけ大きくなつたとする。この場合、
電動機内の磁束の角速度と制御回路内で演算されたそれ
とは偏差Δω２を有しているため、それらを積分して得
られる磁束の位相に偏差Δφが生じる。この偏差を零に
する調節ループが、第５図の符号200である。電動機内
の磁束をできるだけ正しく検出するために、ここでは、
電動機の一次電圧，一次電流および電動機定数から磁束
を演算する電圧モデル法を用いている。
第５図の22が電圧モデル式磁束演算器（単に、電圧モデ
ルとも云う。）である。ここで、電圧モデルを簡単に説
明する。電圧モデルは次式により二次鎖交磁束Ψ２を演
算するが、その構成例を第７図に示す。１ ＝∫（１−R1 １）dt ……（６） （６），（７）式から磁束は電動機一次電圧，一次電流
ベクトルを正しく検出し、電動機定数を正確に測定して
おくことにより、求められることがわかる。また、二次
鎖交磁束Ψ２を固定座標α軸，β軸（固定子巻線上にと
つた座標系）上の成分Ψα ＊，Ψβ ＊で表すと、次の
（８）式となる。
ルとも云う。）である。ここで、電圧モデルを簡単に説
明する。電圧モデルは次式により二次鎖交磁束Ψ２を演
算するが、その構成例を第７図に示す。１ ＝∫（１−R1 １）dt ……（６） （６），（７）式から磁束は電動機一次電圧，一次電流
ベクトルを正しく検出し、電動機定数を正確に測定して
おくことにより、求められることがわかる。また、二次
鎖交磁束Ψ２を固定座標α軸，β軸（固定子巻線上にと
つた座標系）上の成分Ψα ＊，Ψβ ＊で表すと、次の
（８）式となる。
これらを公知のVA（ベクトルアナライザ）23に入力する
と、磁束の位相φＶが次のような二相量として求まる。
と、磁束の位相φＶが次のような二相量として求まる。
これらの値はベクトル回転器24に入力され、電流モデル
で演算された磁束の位相φＩとの偏差を（11）式で演算
する。なお、磁束の位相φＩもφＶと同様に、（10）式
の如く成分の形式で表す。
で演算された磁束の位相φＩとの偏差を（11）式で演算
する。なお、磁束の位相φＩもφＶと同様に、（10）式
の如く成分の形式で表す。
第８図に偏差が生じた場合のベクトル図の例を示す。Δ
φの極性は、この場合、φＩを基準に正転方向（反時計
方向）を正とする。従つて第８図の場合、Δφ＜０とな
る。（11）式により求められた偏差Δφは調節器25に入
力され、こゝで偏差を積分し、角速度ωＶを出力する。
第８図の場合、調節器25は負方向へ積分する。このωＶ
は加算点103にてωＳ ＊と加算され、出力であるω
１は、積分器102にて積分され、（３）式の演算により
磁束の位相φＩが求まる。すなわち、調節ループ200に
より、調節器25はこの偏差Δφが零になるように動作
し、磁束の位相が一致すると、原則的には電動機内と制
御装置内の磁束の回転角速度ω１とが、（12）式のよう
に一致する。
φの極性は、この場合、φＩを基準に正転方向（反時計
方向）を正とする。従つて第８図の場合、Δφ＜０とな
る。（11）式により求められた偏差Δφは調節器25に入
力され、こゝで偏差を積分し、角速度ωＶを出力する。
第８図の場合、調節器25は負方向へ積分する。このωＶ
は加算点103にてωＳ ＊と加算され、出力であるω
１は、積分器102にて積分され、（３）式の演算により
磁束の位相φＩが求まる。すなわち、調節ループ200に
より、調節器25はこの偏差Δφが零になるように動作
し、磁束の位相が一致すると、原則的には電動機内と制
御装置内の磁束の回転角速度ω１とが、（12）式のよう
に一致する。
ω１＝ωＶ＋ωＳ ＊＝ω２＋ωＳ ……（12） ここで、Δφが零のとき、トルク電流，磁化電流の指令
値と実際値とがそれぞれ一致するので、（４）式から明
らかなように、すべり角速度実際値ωＳは、すべり角速
度指令値ωＳ ＊と一致する。
値と実際値とがそれぞれ一致するので、（４）式から明
らかなように、すべり角速度実際値ωＳは、すべり角速
度指令値ωＳ ＊と一致する。
以上のことから、調節器25の出力ωＶは、回転角速度の
推定値 となる。
推定値 となる。
第５図の例では、磁束演算に（６），（７）式で示され
た電圧モデルを用いている。電圧モデルによる磁束演算
の場合、電動機電圧の十分高い領域では、演算精度は比
較的良いが、電圧が低くなるにつれて精度が悪くなる欠
点を持つている。この主な原因は、演算式に含まれてい
る一次抵抗（R1）の電圧降下である。一次抵抗電圧降下
は通常、定格電動機電圧に対し数パーセントであり、速
度に無関係に一定値である。また、電動機電圧の中で大
きな割合を占める誘起電圧は、磁束一定の場合、速度に
比例する。そのため、速度が下がるにつれ誘起電圧は小
さくなり、一方、一次抵抗電圧降下は一定値であるた
め、一次抵抗電圧降下の電動機電圧に対して占める割合
が大きくなる。抵抗は、一般的に温度上昇と共に増加す
る傾向にあるため、正確な値を把握しにくい。このた
め、この抵抗の設定精度がこの磁束演算精度に直接影響
する。また、インバータから電動機までのケーブルによ
る電圧降下や、トランジスタやGTOサイリスタなど電力
用半導体のオン電圧降下なども誤差の大きな原因とな
る。このように、従来の電圧モデルを用いた場合、低速
での磁束演算精度ひいては速度推定精度が低下し速度制
御性能が著しく低下するという問題を有している。
た電圧モデルを用いている。電圧モデルによる磁束演算
の場合、電動機電圧の十分高い領域では、演算精度は比
較的良いが、電圧が低くなるにつれて精度が悪くなる欠
点を持つている。この主な原因は、演算式に含まれてい
る一次抵抗（R1）の電圧降下である。一次抵抗電圧降下
は通常、定格電動機電圧に対し数パーセントであり、速
度に無関係に一定値である。また、電動機電圧の中で大
きな割合を占める誘起電圧は、磁束一定の場合、速度に
比例する。そのため、速度が下がるにつれ誘起電圧は小
さくなり、一方、一次抵抗電圧降下は一定値であるた
め、一次抵抗電圧降下の電動機電圧に対して占める割合
が大きくなる。抵抗は、一般的に温度上昇と共に増加す
る傾向にあるため、正確な値を把握しにくい。このた
め、この抵抗の設定精度がこの磁束演算精度に直接影響
する。また、インバータから電動機までのケーブルによ
る電圧降下や、トランジスタやGTOサイリスタなど電力
用半導体のオン電圧降下なども誤差の大きな原因とな
る。このように、従来の電圧モデルを用いた場合、低速
での磁束演算精度ひいては速度推定精度が低下し速度制
御性能が著しく低下するという問題を有している。
したがつて、本発明は直接速度を検出する手段を設ける
ことなく、低い速度においても高性能な速度制御を可能
とする、誘導機の可変速制御装置を提供することを目的
とする。
ことなく、低い速度においても高性能な速度制御を可能
とする、誘導機の可変速制御装置を提供することを目的
とする。
磁化電流，トルク電流の各指令値、電動機２次磁束指令
値、磁束の回転角速度および電動機定数から電流１次ベ
クトルと直交する電動機１次電圧ベクトルの成分（第１
成分）を演算する第１の演算手段と、電動機から検出さ
れる電動機１次電圧ベクトルの１次電流ベクトルと直交
する成分（第２成分）を演算する第２演算手段と、前記
第１成分と第２成分との偏差を零となるように調節する
調節手段と、を設け、該調節手段の出力を電動機回転角
速度の推定値として用いる。
値、磁束の回転角速度および電動機定数から電流１次ベ
クトルと直交する電動機１次電圧ベクトルの成分（第１
成分）を演算する第１の演算手段と、電動機から検出さ
れる電動機１次電圧ベクトルの１次電流ベクトルと直交
する成分（第２成分）を演算する第２演算手段と、前記
第１成分と第２成分との偏差を零となるように調節する
調節手段と、を設け、該調節手段の出力を電動機回転角
速度の推定値として用いる。
速度検出器を持たない誘導機を速度制御するために、電
動機の磁束の位相φがすべり角速度ωＳと回転子角速度
ω２の和を積分して得られること（（３），（４）式の
電流モデル）、またφは電動機電圧からも得られる事に
着目して、この両手段で得られる磁束位相を一致させる
ようにすることにより回転子速度を間接的に得、低速度
でも高性能な速度検出器なしの速度制御を可能にする。
動機の磁束の位相φがすべり角速度ωＳと回転子角速度
ω２の和を積分して得られること（（３），（４）式の
電流モデル）、またφは電動機電圧からも得られる事に
着目して、この両手段で得られる磁束位相を一致させる
ようにすることにより回転子速度を間接的に得、低速度
でも高性能な速度検出器なしの速度制御を可能にする。
第１図は本発明の実施例を示す構成図である。速度を演
算するための基本原理は出願済み装置の場合と同じであ
るが、調節ループ300を設けた点、すなわち速度を演算
する調節器の入力が出願済み装置と異なつている。
算するための基本原理は出願済み装置の場合と同じであ
るが、調節ループ300を設けた点、すなわち速度を演算
する調節器の入力が出願済み装置と異なつている。
第１図について説明する。
まず、３相−２相変換器21の出力である電動機一次電圧
ベクトル１から、ベクトル回転器30により、電流ベク
トル１の固定軸αからの角度ε（第７図参照）を用い
て、電流ベクトルと直交する電圧ベクトル１の成分Ｖ
１δ（電圧無効成分）を演算し、これを速度推定回路32
に入力する。なお、ベクトル回転器30は次式の如き演算
を行う。
ベクトル１から、ベクトル回転器30により、電流ベク
トル１の固定軸αからの角度ε（第７図参照）を用い
て、電流ベクトルと直交する電圧ベクトル１の成分Ｖ
１δ（電圧無効成分）を演算し、これを速度推定回路32
に入力する。なお、ベクトル回転器30は次式の如き演算
を行う。
こゝに、１＝（ｖ１α,v１β）である。
電流推定回路32では、磁化電流，トルク電流の各指令値
iM ＊,iT ＊、磁束指令値Ψ２ ＊、磁束の角速度ω１およ
び電動機定数から電圧無効成分の指令値Ｖ１δ ＊を演算
し、これとベクトル回転器30から与えられる無効電圧実
際値Ｖ１δとの偏差ΔＶ１δが零になるよう、内部の調
節器にて所定の調節演算を行い、速度推定値ωＶを出力
する。この速度推定回路32は角度β（第６図参照）も出
力するが、これは加算点31にて先に説明したφＩと加算
され、角度εが演算される。また、速度推定値 は第５図の場合と同じく、加算点103と13に与えられ
る。速度推定回路32の内部構成については、後述する。
iM ＊,iT ＊、磁束指令値Ψ２ ＊、磁束の角速度ω１およ
び電動機定数から電圧無効成分の指令値Ｖ１δ ＊を演算
し、これとベクトル回転器30から与えられる無効電圧実
際値Ｖ１δとの偏差ΔＶ１δが零になるよう、内部の調
節器にて所定の調節演算を行い、速度推定値ωＶを出力
する。この速度推定回路32は角度β（第６図参照）も出
力するが、これは加算点31にて先に説明したφＩと加算
され、角度εが演算される。また、速度推定値 は第５図の場合と同じく、加算点103と13に与えられ
る。速度推定回路32の内部構成については、後述する。
第２図は電動機１次電流と１次電圧との関係を説明する
ためのベクトル図である。同図から明らかなように、電
圧無効成分Ｖ１δは電流１次ベクトル１と直交してお
り、一次抵抗（R1）の電圧降下とは無関係な量である。
したがつて、この値を用いて速度を推定すれば、超低速
時でも電動機の磁束と電流モデルの磁束とを一致させる
ことができ、その結果として速度が高精度に演算できる
ことになる。
ためのベクトル図である。同図から明らかなように、電
圧無効成分Ｖ１δは電流１次ベクトル１と直交してお
り、一次抵抗（R1）の電圧降下とは無関係な量である。
したがつて、この値を用いて速度を推定すれば、超低速
時でも電動機の磁束と電流モデルの磁束とを一致させる
ことができ、その結果として速度が高精度に演算できる
ことになる。
ところで、速度推定値と実際値とがずれると、制御装置
内（電流モデル）で演算される磁束軸（Ｍ軸）と、電動
機内の磁束軸（Ｍ′軸）とにずれが生じる。このときの
電圧，電流ベクトルの関係を第3A図，第3B図に示す。な
お、第3A図は電動機が駆動状態の場合、第3B図は制動状
態の場合であり、両図ともＭ′軸がＭ軸に比べて角度が
進んでいる場合を示している。
内（電流モデル）で演算される磁束軸（Ｍ軸）と、電動
機内の磁束軸（Ｍ′軸）とにずれが生じる。このときの
電圧，電流ベクトルの関係を第3A図，第3B図に示す。な
お、第3A図は電動機が駆動状態の場合、第3B図は制動状
態の場合であり、両図ともＭ′軸がＭ軸に比べて角度が
進んでいる場合を示している。
先ず、第3A図から説明する。いま、電動機に流す電流の
大きさを一定とすると、この電流のＭ′軸成分iMは同図
の場合、iM＞iM′となる。
大きさを一定とすると、この電流のＭ′軸成分iMは同図
の場合、iM＞iM′となる。
これは、電動機磁束の方が大きいことを示し、誘起電圧
の大きさも、｜2|＞｜２ ＊｜の如く大きくなる。こ
ゝで、電動機定数R1,Lσの値は変化しないものとして一
次電圧を求めると、その関係も、｜1|＞｜１ ＊｜と
なり、δ軸成分の関係も、ｖ１δ＞ｖ１δ ＊となる。こ
のように、磁束軸にずれが生ずると、その変化は電圧ベ
クトルのδ軸成分に影響する。したがつて、電圧ベクト
ルのδ軸成分に着目してその調節を行なうことにより、
磁束軸のずれをなくすことが可能になるわけである。な
お、同図でＭ軸とＭ′軸とを一致させるためには、Ｍ軸
を反時計方向に回転させる必要があるが、これは第１図
のωＶを増加させることに相当する。
の大きさも、｜2|＞｜２ ＊｜の如く大きくなる。こ
ゝで、電動機定数R1,Lσの値は変化しないものとして一
次電圧を求めると、その関係も、｜1|＞｜１ ＊｜と
なり、δ軸成分の関係も、ｖ１δ＞ｖ１δ ＊となる。こ
のように、磁束軸にずれが生ずると、その変化は電圧ベ
クトルのδ軸成分に影響する。したがつて、電圧ベクト
ルのδ軸成分に着目してその調節を行なうことにより、
磁束軸のずれをなくすことが可能になるわけである。な
お、同図でＭ軸とＭ′軸とを一致させるためには、Ｍ軸
を反時計方向に回転させる必要があるが、これは第１図
のωＶを増加させることに相当する。
第3B図の場合も第3A図の場合と同じくＭ′軸がＭ軸より
も進んでいるので、Ｍ軸を反時計方向に回転させる必要
がある。しかし、この場合は同図の関係から、ｖ１δ＜
ｖ１δ ＊となり、その偏差Δｖ１δの極性が第3A図の場
合と異なるので、制動時には偏差Δｖ１δの極性を反転
させるようにする。なお、制動，駆動状態の判別は、電
圧ベクトルのγ軸成分（ｖ１γ）によつて容易に行うこ
とができる。すなわち、このγ軸成分は電圧ベクトルの
有効成分であることから、駆動時には正、制動時には負
となるからである。
も進んでいるので、Ｍ軸を反時計方向に回転させる必要
がある。しかし、この場合は同図の関係から、ｖ１δ＜
ｖ１δ ＊となり、その偏差Δｖ１δの極性が第3A図の場
合と異なるので、制動時には偏差Δｖ１δの極性を反転
させるようにする。なお、制動，駆動状態の判別は、電
圧ベクトルのγ軸成分（ｖ１γ）によつて容易に行うこ
とができる。すなわち、このγ軸成分は電圧ベクトルの
有効成分であることから、駆動時には正、制動時には負
となるからである。
このように、速度を演算するに当たつては駆動，制動を
考慮する必要があるが、いずれにしても電圧無効成分に
着目することにより、２つの磁束軸のずれをなくすこと
ができる。
考慮する必要があるが、いずれにしても電圧無効成分に
着目することにより、２つの磁束軸のずれをなくすこと
ができる。
第４図は速度推定回路の具体例を示すブロツク図であ
る。同図において、321は極座標変換を行う公知のk/p変
換器、322はＶ１δ ＊演算器、323は加算点、324は極性
切替回路、325は調節器である。
る。同図において、321は極座標変換を行う公知のk/p変
換器、322はＶ１δ ＊演算器、323は加算点、324は極性
切替回路、325は調節器である。
すなわち、k/p変換器321は、トルク電流指定値iT ＊およ
び磁化電流指令iM ＊を極座標量に変換する。その関係式
は、次のとおりである。
び磁化電流指令iM ＊を極座標量に変換する。その関係式
は、次のとおりである。
β＝tan-1（iT ＊/iM ＊） ……（14） これらの量と磁束の回転角速度ω１と磁束指令値Ψ２ ＊
と電動機定数から、演算器322は無圧無効成分指令値Ｖ
１δ ＊を演算する。これは、電圧無効成分Ｖ１δ ＊が、 の如く与えられることが知られていることによる。な
お、（16）式のωσは、ωγ＝ω１＋ωβで、ωβ＝d/
dtで表わされる量、Ｌσ,M,l2は電動機定数を示し、ｐ
は微分演算子（d/dt）を示す。また、（16）式は、トル
ク変化率が小さいときはωβ≒０と考えられるので、 と変形され、また、磁束変化率が小さいときは（ｐΨ２
＊）≒０と考えられるので、 の如く簡略化される。
と電動機定数から、演算器322は無圧無効成分指令値Ｖ
１δ ＊を演算する。これは、電圧無効成分Ｖ１δ ＊が、 の如く与えられることが知られていることによる。な
お、（16）式のωσは、ωγ＝ω１＋ωβで、ωβ＝d/
dtで表わされる量、Ｌσ,M,l2は電動機定数を示し、ｐ
は微分演算子（d/dt）を示す。また、（16）式は、トル
ク変化率が小さいときはωβ≒０と考えられるので、 と変形され、また、磁束変化率が小さいときは（ｐΨ２
＊）≒０と考えられるので、 の如く簡略化される。
このようにして求められる電圧無効成分指令値Ｖ１δ ＊
は、加算点323においてベクトル回転器30から与えられ
るその実際値Ｖ１δとの偏差ΔＶ１δがとられた後極性
切替回路324に入力され、ここで電圧成分Ｖ1rによる駆
動，制動判別をして極性の切り替えを行う。極性切替回
路324の出力は調節器325に入力され、速度推定値ωＶが
得られる。
は、加算点323においてベクトル回転器30から与えられ
るその実際値Ｖ１δとの偏差ΔＶ１δがとられた後極性
切替回路324に入力され、ここで電圧成分Ｖ1rによる駆
動，制動判別をして極性の切り替えを行う。極性切替回
路324の出力は調節器325に入力され、速度推定値ωＶが
得られる。
本発明によれば、速度検出器を用いることなく速度検出
器付の場合と同等の高性能な制御が実現できる。与速度
制御付ベクトル制御の基本構成を変えることなく、制御
ループの追加のみで、速度検出器なし高性能制御が可能
となる。したがつて、本発明は速度検出器が付けられな
い用途、又は速度信号を確実に伝達できないような用途
で特に効果を発揮する。
器付の場合と同等の高性能な制御が実現できる。与速度
制御付ベクトル制御の基本構成を変えることなく、制御
ループの追加のみで、速度検出器なし高性能制御が可能
となる。したがつて、本発明は速度検出器が付けられな
い用途、又は速度信号を確実に伝達できないような用途
で特に効果を発揮する。
第１図は本発明の実施例を示す構成図、第２図は電動機
１次電流と１次電圧の関係を示すベクトル図、第3A図は
電動機駆動時の制御回路内磁束軸と電動機内磁束軸との
ずれを説明するためのベクトル図、第3B図は同じく電動
機制動時の制御回路内磁束軸と電動機内磁束軸とのずれ
を説明するためのベクトル図、第４図は速度推定回路の
具体例を示すブロツク図、第５図は出願済み装置を示す
構成図、第６図は誘導電動機の電流を示すベクトル図、
第７図は電流モデルの具体例を示す回路図、第８図は電
流モデルと電圧モデルにより得られる各磁束の位相偏差
を説明するためのベクトル図である。 符号説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……微分
回路、４……磁束指令演算器、５……速度調節器（AS
R）、６……磁化電流調節器（ACR）、７……トルク電流
調節器、８……座標変換回路、９……パルス発生回路、
10……電流モデル式磁束演算器、11,24,30……ベクトル
回転器（VD）、12,21……３相−２相変換器、13,14,15,
31,103,323……加算点、20……電圧変成器、22b,22c,22
d……係数器、23……ベクトルアナライザ、25,325……
調節器、22a,102……積分器、32……速度推定回路、100
……速度設定器、101……すべり角速度演算器、200,300
……調節ループ、321……k/p変換器、322……Ｖ１δ ＊
演算器、324……極性切替回路。
１次電流と１次電圧の関係を示すベクトル図、第3A図は
電動機駆動時の制御回路内磁束軸と電動機内磁束軸との
ずれを説明するためのベクトル図、第3B図は同じく電動
機制動時の制御回路内磁束軸と電動機内磁束軸とのずれ
を説明するためのベクトル図、第４図は速度推定回路の
具体例を示すブロツク図、第５図は出願済み装置を示す
構成図、第６図は誘導電動機の電流を示すベクトル図、
第７図は電流モデルの具体例を示す回路図、第８図は電
流モデルと電圧モデルにより得られる各磁束の位相偏差
を説明するためのベクトル図である。 符号説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……微分
回路、４……磁束指令演算器、５……速度調節器（AS
R）、６……磁化電流調節器（ACR）、７……トルク電流
調節器、８……座標変換回路、９……パルス発生回路、
10……電流モデル式磁束演算器、11,24,30……ベクトル
回転器（VD）、12,21……３相−２相変換器、13,14,15,
31,103,323……加算点、20……電圧変成器、22b,22c,22
d……係数器、23……ベクトルアナライザ、25,325……
調節器、22a,102……積分器、32……速度推定回路、100
……速度設定器、101……すべり角速度演算器、200,300
……調節ループ、321……k/p変換器、322……Ｖ１δ ＊
演算器、324……極性切替回路。
Claims (1)
- 【請求項１】出力電圧の大きさ，周波数および位相の制
御が可能な電力変換器を介して給電される誘導電動機の
１次電流を該電動機の磁束と平行な成分（磁化電流）と
これに直交する成分（トルク電流）とに分離し、各々を
独立に調節して少なくとも電動機トルクを制御する誘導
電動機の可変速制御装置において、 磁化電流，トルク電流の各指令値、電動機２次磁束指令
値、磁束の回転角速度および電動機定数から１次電流ベ
クトルと直交する電動機１次電圧ベクトルの成分（第１
成分）を演算する第１の演算手段と、 電動機から検出される電動機１次電圧ベクトルの１次電
流ベクトルと直交する成分（第２成分）を演算する第２
の演算手段と、 前記第１成分と第２成分との偏差を零となるように調節
する調節手段と、 を設け、該調節手段の出力を電動機回転角速度の推定値
として用いることを特徴とする誘導電動機の可変速制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265390A JPH0773439B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62265390A JPH0773439B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01110091A JPH01110091A (ja) | 1989-04-26 |
| JPH0773439B2 true JPH0773439B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=17416512
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62265390A Expired - Lifetime JPH0773439B2 (ja) | 1987-10-22 | 1987-10-22 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773439B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3827052B2 (ja) | 1999-05-21 | 2006-09-27 | 富士電機機器制御株式会社 | 誘導電動機の可変速制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54162119A (en) * | 1978-06-13 | 1979-12-22 | Toshiba Corp | Controller of induction motor |
-
1987
- 1987-10-22 JP JP62265390A patent/JPH0773439B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01110091A (ja) | 1989-04-26 |
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