JPH088799B2

JPH088799B2 - 誘導電動機の可変速駆動装置

Info

Publication number: JPH088799B2
Application number: JP62040107A
Authority: JP
Inventors: 眞橋井; 清明笹川
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1987-02-25
Filing date: 1987-02-25
Publication date: 1996-01-29
Anticipated expiration: 2011-01-29
Also published as: JPS63209497A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、ベクトル制御による誘導電動機の可変速駆
動装置に関するものであり、更に詳しくは、該電動機の
回転速度を直接検出する手段（タコジエネレータ）を必
要としないで実施できる、かかる可変速駆動装置に関す
るものである。

〔従来の技術〕

第４図は従来のベクトル制御による誘導電動機の可変
速駆動装置を示すブロツク図である。

同図において、１は電力変換器としてのPWMインバー
タ、２は誘導電動機（IM）、３は回転速度検出器（パル
スジエネレータPG）、４は磁束指令演算器、５は速度調
節器、6,7はそれぞれ電流調節器、８は座標変換器、９
は点弧パルス発生回路、10は電流モデル磁束演算器、11
はベクトル回転器（VD）、12は３相−２相変換器、13,1
4,15はそれぞれ加算点、100は速度指令、101はすべり周
波数演算器、102は積分器、である。

第５図は、誘導機の一次電流ベクトル_１を固定座標
α軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分ｉ
_α,i_βと回転座標、Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ
軸、これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分
i_M,i_Tに分離した状態を示すベクトル図である。即ち、
固定子座標（α−β）と回転合俵（Ｍ−Ｔ）間の座標変
換の関係を示す。

さて、誘導電動機のベクトル制御は、電動機の電流、
電圧等をベクトル量とみなし固定子巻線上から観測する
と、交流量となつているこれらの量が電動機の回転磁界
上から観測すると直流量となるので、これら直流量を磁
界に平行な成分と直交する成分に分離してそれぞれ独立
に制御しようとするものである。

以下、第４図、第５図を参照してベクトル制御による
誘導電動機可変速駆動装置の動作原理を簡単に説明す
る。

第４図に於て誘導電動機２の一次電流は、３相−２相
変換器12で２相量ｉ_α,i_βに変換される。又、この量は
ベクトル回転器11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標系）量
i_M,i_Tに座標変換される。このときＭ軸即ち磁束軸は、
後述する電流モデル方式磁束演算器10により演算された
電動機磁束の位相φ_Ｉにより決定される。

即ち、この座標変換は次式（１）により行われる。

この様に電動機一次電流を、i_M,i_Tに分離すれば、i_M
は磁束を作る成分（磁化電流）となり、i_Tはトルクを作
る成分（トルク電流）となることは良く知られている通
りである。

磁化電流指令i_M ^＊は、時速指令演算器４の出力として
与えられる。磁束一定制御の場合には、磁束指令演算器
４は一定のi_M ^＊を与え、又、高速領域で速度に依存して
弱め界磁制御を行なう場合は、磁束指令演算器４は速度
上昇につれて減少していくi_M ^＊を与える。

磁化電流指令i_M ^＊は、ベクトル回転器11により、一次
電流より変換されたi_Mと加算点14で比較され、この偏差
がPI調節器６により増幅され電動機の一次電圧ベクトル
指令_１ ^＊のＭ軸成分v_M ^＊を与える。

次に速度指令100より与えられた速度指令値Ｎ^＊は、
加算点13により速度検出器３より検出された速度検出値
Ｎと比較され、この偏差はPI調節器５により増幅され、
トルク電流指令i_T ^＊となる。このi_T ^＊は、ベクトル回転
器11により作られたi_Tと加算点15で比較され、この偏差
はPI調節器７で増幅され一次電圧ベクトル指令_１ ^＊の
Ｔ軸成分v_T ^＊となる。

このＭ軸成分v_M ^＊、Ｔ軸成分v_T ^＊は座標変換器８に入
力され、電流モデル10により演算された電動機磁束の位
相_Ｉにより固定座標量に変換される。

その変換式は次の（２）式である。

このようにして固定子座標量に変換された一次電圧指
令ｖα^＊,vβ^＊は、点弧パルス発生回路９でインバータ
パルスに変換されPWMインバータ１に与えられ、誘導電
動機２へ給電される電力が制御されることになる。

こゝで、電動機の電流，電圧を座標変換する際に用い
る磁束の位相_Ｉは、電流モデル方式磁束演算器10によ
つて次の（３）式で演算される。_Ｉ＝∫ω₁dt＝∫（ω_２＋ω_Ｓ）dt ……（３）但し、Ｋ＝定数 R2′：誘導機１次換算２次抵抗 M:誘導機一次二次相互インダクタンス T₂＝（Ｍ＋l₂′）/R₂′ l₂′:2次もれインダクタンス（一次換算） ω₁:固定子角周波数 ω_S:すべり角周波数 p:極数上記（３），（４）式より磁束の位相_Ｉは、i_M ^＊,i
_T ^＊及び速度Ｎを入力とし、モータ定数が既知であれば
演算できることがわかる。磁束一定制御、又は磁束の可
変がゆるやかな場合は上記（４）式のT₂＝０とすること
も可能である。すべり周波数演算器101は上記（４）式
を、積分器102は上記（３）式をそれぞれ実行してい
る。

以上、簡単に説明したベクトル制御による従来の誘導
電動機可変駆動装置は、例えば、富士電機株式会社発行
の雑誌「富士時報」VOL.57,No.10,1984年,P609などに記
載されている。

またベクトル制御の原理は、既に多くの文献等に発表
され周知であるが、例えば「富士時報」第53巻第９号64
0ページに記載の論文“交流機のトランスベクトル制
御”では、原理から応用例まで紹介されている。

上述の如き、ベクトル制御による従来の可変速駆動装
置は制御性が優れており高性能可変駆動装置として適し
ているが、電動機回転速度検出器（パルスジエネレータ
PG）を備える事が条件となつており速度出器を備えない
電動機システムでは成り立たないという問題点がある。

一方、速度検出器を備えることなく誘導電動機の速度
制御を行う例としてトランジスタインバータや、電流形
インバータ等から給電される誘導電動機のV/f＝一定制
御と呼ばれる駆動方式が良く知られている。

この方式は、インバータの出力周波数をオープンルー
プで与え、インバータの出力電圧は閉ループで制御し電
圧指令と周波数指令を比例させる方法である。しかし、
この方式は速度制御の応答性も悪く、又制御精度も悪い
ので高性能速度制御装置としては対象外である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明は、上述のような従来の技術的事情にかんが
み、電動機の回転速度を直接検出する速度検出器（例え
ばパルスジエネレータ）を要せずして、ベクトル制御に
よる誘導電動機の可変速駆動装置を可能にする装置を実
現すること、を解決すべき問題点としている。従つて本
発明は、直接電動機回転速度を検出する手段を設けるこ
となく、ベクトル制御による高性能な速度制御を可能と
する誘導電動機の可変速駆動装置を提供することを目的
とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、その出力電圧の大きさ、周波数、位相を制
御することのできる電力変換器により給電される誘導電
動機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁
束座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成
分（磁化電流成分i_M）と、これに直交する成分（トルク
電流成分i_T）と、に分離して出力するベクトル回転器
と、演算により求められた前記電力変換器に対する出力
電圧指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから
前記電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う
座標変換回路と、を含み、前記磁化電流成分i_Mとトルク
電流成分i_Tとを互いに独立に制御するベクトル制御によ
りその電動機トルクを制御する誘導電動機の可変速駆動
装置において、前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸
として、電動機誘起電圧を積分することにより求める所
謂「電圧モデル方式」によつて求めた電動機磁束（また
は感磁素子により直接検出した電動機磁束）を用い、前
記座標変換回路における座標変換のための基準軸とし
て、回転子の回転角速度と滑り角速度との和を積分する
ことにより求める「電流モデル方式」によつて求めた電
動機磁束を用いるようにするとともに、前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流
成分検出値と磁化電流成分検出値を用いて演算された電
流ベクトルと磁束ベクトルとの間の角度の実際値βと、
別に与えられるトルク電流成分指令値と磁化電流成分指
令値とを用いて演算された電流ベクトルと磁束ベクトル
との間の角度の指令値β^＊と、の間の偏差を積分して得
られる積分出力を、前記「電流モデル方式」における演
算用に用いる回転子の回転角速度として供給し、かつ該
積分出力を電動機の回転速度検出値として用いることに
より、電動機回転速度を直接検出する回転速度検出手段
を不要ならしめた。

〔作用〕

本発明は、速度検出器を持たない誘導電動機を速度制
御するために、電動機の磁束の位相がすべり角速度ω
_Ｓと、回転子角速度ω_２の和を積分するという第１の手
段によつて得られること（上記（３），（４）式の如き
電流モデルによる演算式参照）、又、電動機の磁束は
便の手段即ち電動機電圧、電流を用いて演算する電圧モ
デル方式による方法とかホール素子等の感磁素子を用い
て直接検出するという第２の手段によつても得られる事
に着目して、この両手段で得られる磁束位相を一致させ
る様にすることにより回転子速度を間接的に得ようとす
るものである。

この両手段で得られる演算磁束位相は原理的には一致
しなければならないから、電流モデル演算に用いるトル
ク電流および磁化電流の両指令値から演算される、電流
ベクトルと磁束ベクトルとの間の角度β^＊もしくは、β
^＊の正接であるtanβ^＊、もしくはtanβ^＊/2と、電圧モ
デルによる磁束位相_Ｖを基準軸として電動機電流実際
値を分離し演算された上記角度の実際値β、もしくは、
βの正接であるtanμ、もしくはtanβ/2とをそれぞれ比
較してその偏差を積分し、その出力を電流モデルの入力
ω_２として用いると、β^＊＝βもしくはtanβ^＊/2＝tan
β/2となつたときの積分器出力がモータ回転子角速度ω
_２すなわち電動機速度に一致することになる。

〔実施例〕

次に図を参照して本発明の一実施例を説明する。

第１図は本発明の一実施例として、電動機回転速度検
出器を持たない誘導電動機のベクトル制御による可変速
駆動装置を示すブロツク図である。

本実施例において、制御の基本部は、第５図に示した
従来のそれと全く同じであるが、本実施例の場合、制御
に用いる電動機回転速度の実際値が、直接得られないの
で、演算により間接的にこれを求めている。

なお、第１図において、第４図におけるのと同じもの
には同じ符号を付してある。そのほか、16は調節器（速
度演算回路）、17は加算点、18は電圧モデルによる磁束
演算器、19は３相−２相変換器、20,21は電圧変成器、3
0,31はそれぞれ角度演算回路、である。

次に本発明の一実施例である第１図に示した可変速駆
動装置の構成を説明する。

誘導電動機２の一次電流は、３相−２相変換器12で、
固定座標上の二相量ｉ_α,i_βに変換されさらにベクトル
回転器11により磁束を基準とする回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量i_M,i_Tに変換される（前記（１）式参照）。

このとき、Ｍ軸は実際の電動機磁束の位相に出来るだ
け正確に一致していることが望ましいので、電動機の一
次電圧、一次電流および電動機定数から磁束を演算する
電圧モデル法により求めた磁束の位相_Ｖを用いてい
る。この_Ｖとしては図示せざる感磁素子等により直接
検出した電動機磁束を用いることももちろん可能であ
る。

なお、ここで付言しておくと、電流モデル方式による
磁束ベクトル演算器は、誘導電動機の端子電圧またはそ
れから抵抗降下分を除去して得た誘起電圧に相当する信
号を積分することにより磁束ベクトルを検出する電圧モ
デル方式のそれに比べて、電動機が零速度付近で運転さ
れている場合でも確実に磁束を検出することが可能であ
るという長所を有する反面、回転子巻線抵抗に依存する
回転子回路時定数を用いて演算処理を行うことから温度
変化に弱いという欠点がある。

換言すると、電動機回転速度が所定の定格速度付近に
あるときは、電圧モデル方式により求めた磁束ベクトル
の方が、電流モデル方式により求めたそれよりも、精度
が高いということであり、感磁素子により直接検出した
磁束ベクトルも、電流モデル方式により求めたそれよ
り、一般に精度が高いと云える。

第１図に戻り、18が電圧モデル方式による磁束演算器
であり、これによれば、上述のような次第で磁束を正確
に演算できる。

以上のようにして、ベクトル回転器11の出力として得
られたi_M,i_Tは、電動機２の磁化電流およびトルク電流
とそれぞれ良く一致したものとなる。

次に磁束指令演算器４の出力として得られる磁化電流
指令i_M ^＊は、上記i_Mと加熱点14で比較され、この偏差が
PI調節器６により増幅され、電動機一次電圧ベクトル指
令_１ ^＊のＭ軸成分v_M ^＊を与える。

一方、速度調節器（PI調節器）５の出力として得られ
るトルク電流指令i_T ^＊は、上記i_Tと加算点15で比較さ
れ、この偏差はPI調節器７で増幅され_１ ^＊のＴ軸成分
v_T ^＊となる。

この様にして得られたv_M ^＊,v_T ^＊は、座標変換器８を
介して前記（２）式により固定座標量ｖα^＊,vβ^＊に変
換され、点弧パルス発生回路９を介してインバータパル
スに変換されることは、第４図を参照して先に述べた所
と同じである。

このとき、座標変換器８における座標変換に用いる磁
束の位相_Ｉは、第４図の場合と同様に、電流モデル方
式演算器10により前記（３），（４）式を用いて演算さ
れる。

しかしながら、第１図に示した本発明の実施例では、
速度検出器を持たないので、上記（３）式に出てくるω
_２が得られず、この（３）式の演算が不可能である。

そこで、ω_２即ち回転子速度を得る方法を種々検討の
結果、第１図に見られるように電流ベクトルと磁束ベク
トルとの間の角度の指令値β^＊を角度演算回路31におい
て演算すると共に、（電圧モデルにより）正確に検出し
たトルク電流実際値i_T、磁化電流実際値i_Mより角度演算
回路30において、電流ベクトルと磁束ベクトルとの間の
角度の実際値βを演算し、両者間の偏差を加算点17で求
めた後、積分要素を含む調節器16で増幅し、この出力を
前記電流モデル10のω_２入力として用いることにより、
調節器16の出力は電動機速度Ｎ即ち回転子角周波数に一致することがわかった。よつて、調節器16の出力を
速度実際値として速度調節器５の入力に用いることがで
きる。

以上の方法により、演算によつて間接的に電動機回転
速度Ｎ（即ちω_２）が得られることの原理を次に説明す
る。

第５図に於て、一次電流ベクトル_１の大きさとi₁と
するとすべり角周波数については、上記（４）式に於て目標値
i_M ^＊,i_T ^＊の代りにi_M,i_Tを用い、i_Mの定常時にはであるから次の（６）式が成立つ。

（但し、Ｋは定数）また上記（５）式から、上記（５），（６），（７）式から上記（９）式はの範囲ではω_Ｓの増加に対してβが増加することを意味
する。

このことを第２図（ａ）及び第２図（ｂ）の誘導電動
機のベクトル図に当てはめて説明する。

第２図（ａ）は駆動時（Motoring）のベクトル図であ
り、トルク電流i_Tは正で磁束ベクトルと電流ベクトル
_１の間の角度βも正となつており、すべりは正となつ
ていることが判る。

第２図（ｂ）は制動時（Braking）のベクトル図であ
り、i_T＜０でβも負となつており、すべりは負となつて
いることが判る。

なお、第２図（ａ），（ｂ）において、は磁束ベク
トル、_１は一次電流ベクトル、_１は一次電圧ベクト
ル、Ｅは一次誘起電圧、Ｒは一次抵抗、Ｘ_σは電動機リ
アクタンス、をそれぞれ示す。

定常時には、固定子角周波数ω_１は共通であるから、
速度演算値、回転子角周波数演算値と実際値Ｎ、ω_２と、すべり角周波数指令値ω_Ｓ ^＊と実
際値ω_Ｓとは下記（10）式のような関係が成り立つてい
る。

いま、がＮより、ΔＮだけ大きいとする。

電動機に与えられる一次周波数ω_１は、この様に、上記（10），（12）式からω_Ｓ＝Δω_２＋
ω_Ｓ ^＊となり、すべり角周波数実際値は指令値よりΔω
_２増加する。

このとき、角度βは、上記（９）式からわかるように
増加する。

よつて速度演算回路16の入力すなわち（β^＊−β）＜
０となり、この偏差を積分して得られる出力の変化量が
減少する。

がＮより、ΔＮだけ小さいときは上記の逆で、すべ
り角周波数実際値はΔω_２だけ減少する。このとき速度
演算回路16の入力すなわち（β^＊−β）＞０となり、こ
の偏差を積分して得られる出力の変化量が増加する。

ここで、調節器16の出力を積分器102の入力の１つで
ある回転子角周波数ω_２として用いれば、磁束ベクトル
と電流ベクトルとの角度の指令値と実際値との偏差が
零、即ち（12）式におけるΔω_２が零になるまで前記調
節器16はその出力を変化させ、前記偏差が零になった時
点でその出力は一定値となる。（12）式から明らかなよ
うに、Δω_２が零になると調節器16の出力は回転子角周
波数の実際値ω_２と一致する。

即ち、調節器16の出力は回転子角周波数の推定値を出
力するものであり、この出力を速度推定値をして速度指
令と加算点で偏差をとり速度調節器５の入力として用い
れば、速度検出器を用いずに速度制御を可能とする。

以上述べた原理により、速度演算回路16の出力は速
度Ｎに一致する。

第１図に戻り、30,31は先にも述べたように角度演算
回路である。角度βは、下記（13）式で求まる。βを演
算する回路の一例は、「特開昭54−140440号座標変換回
路」にて公知である。

さらに回路を簡単にしたい場合には、tanβをβのか
わりにもちいても同等の効果が得られる。一方、βの制
御範囲を90゜以上、もしくは−90゜以下にしたいときは
tanβ/2を用いればよい。

但しi₁:一次電流上記（14）式を実現する回路の一例としては、上記の
公報に記載されている。tanβ、tanβ/2を用いる場合の
回路構成は、第１図で角度演算回路30,31が、tanβ、ta
nβ/2を演算する回路になるだけなので、特に図では示
さない。

次に、電動機電流をトルク電流i_Tおよび磁化電流i_Mに
正しく分離する際の基準軸となる磁束ベクトルを正しく
演算するために用いる電圧モデル方式による磁束演算器
18を説明する。

電圧モデル方式による磁束演算器は、次式により二次
鎖交磁束_２を演算できるもので、その構成例を第３図
に示す。_１＝∫（_１−R₁ _１）dt ……（15）但し、Ｌ_σ＝l₁＋l₂′・M/（Ｍ＋l₂′）₁ :電動機一次電圧ベクトル₁ :電動機一次電流ベクトル₁ :電動機一次鎖交磁束ベクトル上記（15），（16）式は、磁束は電動機一次電圧、一
次電流を正しく検出すれば、電動機定数を正確に測定し
ておくことにより正しく求められる事を意味する。

第３図において、31は係数R₁の掛算器、32は係数Ｌ_σ
の掛算器、33,34はそれぞれ減算器、35は積分器、36は
係数の掛算器、である。

第３図に示した電圧モデル方式による磁束演算器の動
作は、上記（11），（12）式により明白であろう。

〔発明の効果〕

この発明によれば、電動機の回転速度を直接検出する
速度検出器を用いることなく、速度検出器付の誘導電動
機における高性能速度制御と同等の制御が実現できる。
又、速度検出器付ベクトル制御の基本構成を変えること
なく、一部の回転追加（磁束検出用電圧モデル演算器、
速度演算回路および角度演算回路）だけで速度検出器な
しの高性能制御が得られる。速度検出器が付けられない
用途又は速度信号を確実に伝達できない用な用途で本発
明は特に効果を発揮する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図
（ａ）は誘導電動機の駆動時のベクトル図、第２図
（ｂ）は同じく制動時のベクトル図、第３図は電圧モデ
ル方式による磁束演算器の構成例を示す説明図、第４図
は従来のベクトル制御による誘導電動機の可変速駆動方
式を示すブロツク図、第５図は誘導機の一次電流ベクト
ル_１を固定座標上の成分ｉ_α,i_βと回転座標上の成分
i_M,i_Tに分離した状態を示すベクトル図、である。符号の説明１……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出器、４……磁束指令演算器、５……速度調節器、6,
7……電流調節器、８……座標変換回路、９……点弧パ
ルス発生回路、10……電流モデル方式による磁束演算
器、11……ベクトル回転器、12……３相−２相変換器、
13,14,15……加算点、16……調節器（速度演算回路）、
17……加算点、18……電圧モデル方式による磁束演算
器、19……３相−２相変換器、20,21……電圧変成器、3
0,31……角度演算回路、100……速度指令、101……すべ
り周波数演算器、102……積分器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】その出力電圧の大きさ、周波数、位相を制
御することのできる電力変換器により給電される誘導電
動機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁
束座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成
分である磁化電流成分i_Mと、これに直交する成分である
トルク電流成分i_Tと、分離して出力するベクトル回転器
と、演算により求められた前記電力変換器に対する出力
電圧指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから
前記電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う
座標変換回路を行う座標変換回路と、を含み、前記磁化
電流成分i_Mとトルク電流成分i_Tとを互いに独立に制御す
るベクトル制御によりその電動機トルクを制御する誘導
電動機の可変速駆動装置において、前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸と
して、電動機誘起電圧を積分することにより求める「電
圧モデル方式」によって求めた電動機磁束、または感磁
素子により直接検出した電動機磁束を用い、前記座標変
換回路における座標変換のための基準軸として、回転子
の回転角速度ω_２と滑り角速度ω_Ｓとの和を積分するこ
とにより求める「電流モデル方式」によって求めた電動
機磁束を用いるようにするとともに、前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流成
分検出値と磁化電流成分検出値を用いて演算された電流
ベクトルと磁束ベクトルとの間の角度の実際値βと、別
に与えられるトルク電流成分指令値と磁化電流成分指令
値とを用いて演算された電流ベクトルと磁束ベクトルと
の間の角度の指令値β^＊と、の間の偏差Δβを積分して
得られる積分出力を、前記「電流モデル方式」における
演算用に用いる回転子の回転角速度ω_２として供給し、
かつ該積分出力を回転速度検出値として用いることを特
徴とする誘導電動機の可変速駆動装置。
【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の
可変速駆動において、前記角度の実際値がtanβから成
る実際値であり、前記角度の指令値がtanβ^＊から成る
指令値であることを特徴とする誘導電動機の可変速駆動
装置。
【請求項３】特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の
可変速駆動において、前記角度の実際値がtan（β/2）
から成る実際値であり、前記角度の指令値がtan（β^＊/
2）から成る指令値であることを特徴とする誘導電動機
の可変速駆動装置。