JPH084339B2 - デイスク再生復調装置 - Google Patents
デイスク再生復調装置Info
- Publication number
- JPH084339B2 JPH084339B2 JP62095661A JP9566187A JPH084339B2 JP H084339 B2 JPH084339 B2 JP H084339B2 JP 62095661 A JP62095661 A JP 62095661A JP 9566187 A JP9566187 A JP 9566187A JP H084339 B2 JPH084339 B2 JP H084339B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- phase
- clock
- analog
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ハイビジョン（高品位テレビジョン）帯域
圧縮信号を再生し、復調するビデオディスク再生装置に
関するものである。
圧縮信号を再生し、復調するビデオディスク再生装置に
関するものである。
従来の技術 現行の標準テレビジョン方式に比べてより高精細度な
画像が得られるハイビジョンの映像信号を、放送衛星の
27MHz帯域幅の１チャンネルを用いて伝送するMUSEと呼
ばれる帯域圧縮伝送方式が提案されている。
画像が得られるハイビジョンの映像信号を、放送衛星の
27MHz帯域幅の１チャンネルを用いて伝送するMUSEと呼
ばれる帯域圧縮伝送方式が提案されている。
参考文献（１）：二宮裕一他，「高品位テレビの衛星
１チャンネル伝送方式（MUSE）」，テレビジョン学会技
術報告 方式回路研究会,TEBS95−2,昭和59年３月22
日，テレビ学技報VOL.7,No.44 ここに示してある伝送方式は、サブナイキストサンプ
リングによって本来20MHz以上の帯域を有するハイビジ
ョン信号を約8MHzに帯域圧縮し伝送するもので、静止画
像の場合は４フィールド即ち２フレームで１枚の画像が
完結する。従って受像装置内部には伝送信号レート換算
で２フレーム分のメモリを持っており、伝送されてくる
テレビジョン信号をフレーム補間する事により１枚の画
像を完成している。
１チャンネル伝送方式（MUSE）」，テレビジョン学会技
術報告 方式回路研究会,TEBS95−2,昭和59年３月22
日，テレビ学技報VOL.7,No.44 ここに示してある伝送方式は、サブナイキストサンプ
リングによって本来20MHz以上の帯域を有するハイビジ
ョン信号を約8MHzに帯域圧縮し伝送するもので、静止画
像の場合は４フィールド即ち２フレームで１枚の画像が
完結する。従って受像装置内部には伝送信号レート換算
で２フレーム分のメモリを持っており、伝送されてくる
テレビジョン信号をフレーム補間する事により１枚の画
像を完成している。
一方本方式によりハイビジョン信号は20MHz以上の帯
域から8MHz程度まで圧縮されているので、衛星放送だけ
ではなく記録再生の面からも有用であり、VTR、ビデオ
ディスク等への応用が考えられている。
域から8MHz程度まで圧縮されているので、衛星放送だけ
ではなく記録再生の面からも有用であり、VTR、ビデオ
ディスク等への応用が考えられている。
特にビデオディスクについては、ハイビジョンの高精
細度でワイドな迫力ある映像を一般家庭でも手軽に楽し
めるため早い時期の普及が期待出来る。このMUSE方式の
ビデオディスクの現行テレビジョン方式のものとの大き
な違いは、同期信号が正極同期のため簡単に再生信号か
ら振幅分離できず、従ってジッター等の時間軸変動があ
るディスクの回転制御等に同期信号を簡単に分離して用
いることが出来ない点である。そこでパイロット信号を
テレビジョンFM信号に多重してディスクに記録し、この
パイロットキャリア信号を再生時に検出して用いること
でディスクの回転制御等を行うことが提案されている。
細度でワイドな迫力ある映像を一般家庭でも手軽に楽し
めるため早い時期の普及が期待出来る。このMUSE方式の
ビデオディスクの現行テレビジョン方式のものとの大き
な違いは、同期信号が正極同期のため簡単に再生信号か
ら振幅分離できず、従ってジッター等の時間軸変動があ
るディスクの回転制御等に同期信号を簡単に分離して用
いることが出来ない点である。そこでパイロット信号を
テレビジョンFM信号に多重してディスクに記録し、この
パイロットキャリア信号を再生時に検出して用いること
でディスクの回転制御等を行うことが提案されている。
参考文献（２）：二宮裕一他，「MUSE方式によホーム
ビデオディスク」，テレビジョン学会技術報告 方式回
路研究会,TEBS 99−4,昭和59年９月20日 前記参考文献（２）に説明されている如くMUSE信号で
はサブナイキストサンプリングにより成り立つ方式であ
るので、再生信号に時間軸変動即ちジッターがあるとリ
サンブル位相にずれを生じ、元の信号にデコードが出来
ないのでジッター補正が必要である。
ビデオディスク」，テレビジョン学会技術報告 方式回
路研究会,TEBS 99−4,昭和59年９月20日 前記参考文献（２）に説明されている如くMUSE信号で
はサブナイキストサンプリングにより成り立つ方式であ
るので、再生信号に時間軸変動即ちジッターがあるとリ
サンブル位相にずれを生じ、元の信号にデコードが出来
ないのでジッター補正が必要である。
発明が解決しようとする問題点 以上で説明したように、MUSE方式ビデオディスクでは
ジッター補正が重要であるが、再生信号品質の点からは
ディジタルメモリを用いたディジタルタイムベースコレ
クタ（以下TBCと略称する）を用いることが有効であ
る。一方、MUSE方式のテレビジョン信号は8MHz以上の帯
域を有するので再生帯域を損わずにディジタル信号に変
換するには一般的には最低24MHz以上のサンプリングク
ロックでのアナログ−ディジタル変換（以下A/Dと略称
する）が必要である。ところがこの程度の周波数は、通
常のTTLロジックICではほぼ限界に近く、又高速形のIC
では消費電力大きいという難点がある。
ジッター補正が重要であるが、再生信号品質の点からは
ディジタルメモリを用いたディジタルタイムベースコレ
クタ（以下TBCと略称する）を用いることが有効であ
る。一方、MUSE方式のテレビジョン信号は8MHz以上の帯
域を有するので再生帯域を損わずにディジタル信号に変
換するには一般的には最低24MHz以上のサンプリングク
ロックでのアナログ−ディジタル変換（以下A/Dと略称
する）が必要である。ところがこの程度の周波数は、通
常のTTLロジックICではほぼ限界に近く、又高速形のIC
では消費電力大きいという難点がある。
そこでMUSE方式のサンプリングクロックである16.2MH
zの周波数でリサンプリングすることが考えられるが、
この場合リサンプリング位相が非常に重要でジッターを
持った入力信号に対して正確に位相を合わせなければな
らない。このためには前記参考文献（２）に示されてい
るディスク再生信号中のパイロットキャリア信号を用い
てリサンプリングクロックを作る必要があり、更に前記
パイロットキャリアと再生されたMUSE信号とは位相関係
の規定がされないため別途のサンプリング位相の検出と
リサンプリングクロックの位相制御が必要と言う問題が
ある。
zの周波数でリサンプリングすることが考えられるが、
この場合リサンプリング位相が非常に重要でジッターを
持った入力信号に対して正確に位相を合わせなければな
らない。このためには前記参考文献（２）に示されてい
るディスク再生信号中のパイロットキャリア信号を用い
てリサンプリングクロックを作る必要があり、更に前記
パイロットキャリアと再生されたMUSE信号とは位相関係
の規定がされないため別途のサンプリング位相の検出と
リサンプリングクロックの位相制御が必要と言う問題が
ある。
本発明はかかる点に鑑み、簡単なサンプリング位相検
出回路と、それと組み合わせて効率的なリサンプルクロ
ック位相制御が出来る回路を持ったディスク再生復調回
路を提供することを目的とする。
出回路と、それと組み合わせて効率的なリサンプルクロ
ック位相制御が出来る回路を持ったディスク再生復調回
路を提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段 本発明は、テレビジョンFM変調信号とパイロットキャ
リア等とが記録されたビデオディスクを再生するディス
ク再生装置と、前記ディスク再生装置の出力信号より再
生FM信号を復調するFM復調回路と、このFM復調回路で復
調されたテレビジョン信号をディジタル信号に変換する
アナログ−ディジタル変換回路と、このアナログ−ディ
ジタル変換回路で変換されたディジタルテレビジョン信
号の時間軸変動を吸収するタイムベースコレクタ回路
と、前記ディスク再生装置の出力信号よりパイロットキ
ャリアを抽出するパイロットキャリア抽出回路と、前記
抽出されたパイロットキャリアに同期したクロック信号
を発生するフェイズロックドループ発振回路により構成
されたクロック発生回路と、前記アナログ−ディジタル
変換された信号中の同期信号を検出する同期信号検出回
路と、この同期信号検出回路で検出された同期信号より
アナログ−ディジタル変換回路のサンプリング位相が正
規のサンプリング位相に対して進んでいるか遅れている
かを検出し前記アナログ−ディジタル変換回路に供給す
るサンプリングクロックの位相を変化させるための制御
信号を発生する位相検出回路とで構成される時間軸変動
補正手段において、前記位相検出回路出力の制御信号に
よってカウントアップまたはカウントダウンに切り換え
るアップ−ダウンカウンタで構成されるアドレス発生装
置と、このアドレス発生装置の出力信号により前記クロ
ック発生回路の出力信号の遅延時間を切り換えることに
より実質的に入力されたクロック信号の位相を変化させ
て前記アナログ−ディジタル変換回路に供給するクロッ
ク信号位相回路とを備えたことを特徴とするディスク再
生復調装置である。
リア等とが記録されたビデオディスクを再生するディス
ク再生装置と、前記ディスク再生装置の出力信号より再
生FM信号を復調するFM復調回路と、このFM復調回路で復
調されたテレビジョン信号をディジタル信号に変換する
アナログ−ディジタル変換回路と、このアナログ−ディ
ジタル変換回路で変換されたディジタルテレビジョン信
号の時間軸変動を吸収するタイムベースコレクタ回路
と、前記ディスク再生装置の出力信号よりパイロットキ
ャリアを抽出するパイロットキャリア抽出回路と、前記
抽出されたパイロットキャリアに同期したクロック信号
を発生するフェイズロックドループ発振回路により構成
されたクロック発生回路と、前記アナログ−ディジタル
変換された信号中の同期信号を検出する同期信号検出回
路と、この同期信号検出回路で検出された同期信号より
アナログ−ディジタル変換回路のサンプリング位相が正
規のサンプリング位相に対して進んでいるか遅れている
かを検出し前記アナログ−ディジタル変換回路に供給す
るサンプリングクロックの位相を変化させるための制御
信号を発生する位相検出回路とで構成される時間軸変動
補正手段において、前記位相検出回路出力の制御信号に
よってカウントアップまたはカウントダウンに切り換え
るアップ−ダウンカウンタで構成されるアドレス発生装
置と、このアドレス発生装置の出力信号により前記クロ
ック発生回路の出力信号の遅延時間を切り換えることに
より実質的に入力されたクロック信号の位相を変化させ
て前記アナログ−ディジタル変換回路に供給するクロッ
ク信号位相回路とを備えたことを特徴とするディスク再
生復調装置である。
作用 本発明によるディスク再生復調装置は前記手段によ
り、検出したサンプリング位相の進み遅れに応じて次段
のアップ−ダウンカウンタの制御信号を発生し、このカ
ウンタ出力をアドレス信号として複数個の異なる位相の
16.2MHzのリサンプルクロックを切り替えてA/D変換回路
に供給することにより常に最適位相となるように作用す
るものである。
り、検出したサンプリング位相の進み遅れに応じて次段
のアップ−ダウンカウンタの制御信号を発生し、このカ
ウンタ出力をアドレス信号として複数個の異なる位相の
16.2MHzのリサンプルクロックを切り替えてA/D変換回路
に供給することにより常に最適位相となるように作用す
るものである。
実施例 以下第１図に従って本発明の具体的な構成例および実
施例を説明する。
施例を説明する。
第１図において、１は映像信号が記録されたディスク
からピックアップによりFM信号等を再生するディスク再
生装置、２は再生されたFM信号を元の映像信号に復調す
るFM復調回路、３は復調されたアナログの映像信号をデ
ィジタルに変換するA/D変換回路、４はジッターを持っ
た映像信号をそれと同期したクロックによってメモリに
書き込み、別の安定なクロック（図示せず）で読み出す
ことによりジッターを取ったテレビジョン信号を得るデ
ィジタル−タイムベースコレクタ（TBC）、５はジッタ
ー補正のされたテレビジョン信号、即ちMUSE信号を元の
広帯域のハイビジョン信号に復調する復調装置である。
からピックアップによりFM信号等を再生するディスク再
生装置、２は再生されたFM信号を元の映像信号に復調す
るFM復調回路、３は復調されたアナログの映像信号をデ
ィジタルに変換するA/D変換回路、４はジッターを持っ
た映像信号をそれと同期したクロックによってメモリに
書き込み、別の安定なクロック（図示せず）で読み出す
ことによりジッターを取ったテレビジョン信号を得るデ
ィジタル−タイムベースコレクタ（TBC）、５はジッタ
ー補正のされたテレビジョン信号、即ちMUSE信号を元の
広帯域のハイビジョン信号に復調する復調装置である。
６はディスクより再生されたFM信号中のパイロットキ
ャリアを抽出するパイロットキャリア抽出回路、７は前
記パイロットキャリアと後で説明する分周回路出力信号
との位相を比較する位相比較回路、８は前記位相比較回
路出力により制御される電圧制御発振回路（VCO）、９
は前記VCOの出力であるクロック信号を分周して前記パ
イロットキャリアと同じ周波数を作る分周回路で、以上
の7,8,9の回路よりなる点線で囲んだ部分14はパイロッ
トキャリアと同期したクロックを発生するフェイズロッ
クドループ（PLL）回路を構成する。
ャリアを抽出するパイロットキャリア抽出回路、７は前
記パイロットキャリアと後で説明する分周回路出力信号
との位相を比較する位相比較回路、８は前記位相比較回
路出力により制御される電圧制御発振回路（VCO）、９
は前記VCOの出力であるクロック信号を分周して前記パ
イロットキャリアと同じ周波数を作る分周回路で、以上
の7,8,9の回路よりなる点線で囲んだ部分14はパイロッ
トキャリアと同期したクロックを発生するフェイズロッ
クドループ（PLL）回路を構成する。
10はディジタルに変換されたMUSE信号から垂直同期信
号であるフレームパルスと水平同期信号を検出する同期
信号検出回路、11は検出した同期信号からA/D変換回路
のリサンプル位相が正規の位置より進んでいるか遅れて
いるかを検出する位相検出回路、12は前記位相検出回路
の出力信号によってアップまたはダウンカウントを行
い、次段にアドレス信号としてクロック位相の切り替え
のための値を供給するアップ−ダウンカウンタ、13は入
力したアドレス信号にしたがって複数のクロック位相信
号から該当する位相のクロックを選び出し、A/D変換回
路のリサンプルクロックとして供給するクロック移相回
路である。
号であるフレームパルスと水平同期信号を検出する同期
信号検出回路、11は検出した同期信号からA/D変換回路
のリサンプル位相が正規の位置より進んでいるか遅れて
いるかを検出する位相検出回路、12は前記位相検出回路
の出力信号によってアップまたはダウンカウントを行
い、次段にアドレス信号としてクロック位相の切り替え
のための値を供給するアップ−ダウンカウンタ、13は入
力したアドレス信号にしたがって複数のクロック位相信
号から該当する位相のクロックを選び出し、A/D変換回
路のリサンプルクロックとして供給するクロック移相回
路である。
ジッターを持った入力映像信号とその時間軸変動が完
全に一致したクロックは14のPLL回路で得られる訳であ
るが、従来の技術の項で説明した如くクロック位相まで
はこのままでは合わせられないので、13に示すクロック
の移相回路で最適位相を得ている訳である。
全に一致したクロックは14のPLL回路で得られる訳であ
るが、従来の技術の項で説明した如くクロック位相まで
はこのままでは合わせられないので、13に示すクロック
の移相回路で最適位相を得ている訳である。
一般的にパイロットキャリアの映像信号に対する位相
はディスクの記録時に決まってしまい、１枚のディスク
を再生中は変化しない。従って本構成例に示すようにリ
サンプル位相の制御の応答は遅いもので良い。また水平
同期信号のリサンプル位相検出が１水平走査期間に１回
なのでそれ以上の速さは無意味である。以上の事からア
ップ−ダウカウンタのクロックは水平同期パルスまたは
その分周したパルスが適当である。
はディスクの記録時に決まってしまい、１枚のディスク
を再生中は変化しない。従って本構成例に示すようにリ
サンプル位相の制御の応答は遅いもので良い。また水平
同期信号のリサンプル位相検出が１水平走査期間に１回
なのでそれ以上の速さは無意味である。以上の事からア
ップ−ダウカウンタのクロックは水平同期パルスまたは
その分周したパルスが適当である。
次に第２図に水平同期信号よりリサンプルの位相を検
出する原理を示す。なおこの詳細は前記参考文献（１）
に説明されているのでここでは本発明に必要な部分のみ
説明する。同図において、20は水平同期信号波形で実際
には１走査線ごとにその極性が反転している。21〜24は
正規のリサンプル位置を示す印で、その内22,23,24の値
が実際の演算に使用される。各値を図に示すようにD1,D
2,D3とすると、 （D1＋D3）÷２−D2 で算出される値が正か負かによってリサンプル位置が正
規の位置より進んでいるか遅れているかが判定でき、更
にその値の大小によってずれ量も算出出来る。なお前に
説明した如く実際には１走査線ごとに信号の極性が反転
しているのでそれに合わせてデータを反転するなどの処
理が必要である。
出する原理を示す。なおこの詳細は前記参考文献（１）
に説明されているのでここでは本発明に必要な部分のみ
説明する。同図において、20は水平同期信号波形で実際
には１走査線ごとにその極性が反転している。21〜24は
正規のリサンプル位置を示す印で、その内22,23,24の値
が実際の演算に使用される。各値を図に示すようにD1,D
2,D3とすると、 （D1＋D3）÷２−D2 で算出される値が正か負かによってリサンプル位置が正
規の位置より進んでいるか遅れているかが判定でき、更
にその値の大小によってずれ量も算出出来る。なお前に
説明した如く実際には１走査線ごとに信号の極性が反転
しているのでそれに合わせてデータを反転するなどの処
理が必要である。
次に第３図で以上の演算を行う位相検出回路（第１図
11）の具体的な回路のブロック図を説明する。なおこの
位相検出および位相同期に関する詳細な内容は、例えば
公開特許公報 昭59−221091「クロック位相ロック方
式」に詳しく説明されている。同図において、30はディ
ジタル映像信号入力端子、31,32はクロックの１周期の
時間をτ０としたとき２τ０の遅延時間を持つ遅延素
子、33加算器で０τ０と４τ０のデータを加えるもの、
34は前記加算器のデータを1/2にする割算器、35は前記1
/2にしたデータから２τ０のデータを引く減算器、36は
演算結果から前記水平同期信号部分のデータだけを抜き
出すゲート回路、37は演算結果の出力端子である。
11）の具体的な回路のブロック図を説明する。なおこの
位相検出および位相同期に関する詳細な内容は、例えば
公開特許公報 昭59−221091「クロック位相ロック方
式」に詳しく説明されている。同図において、30はディ
ジタル映像信号入力端子、31,32はクロックの１周期の
時間をτ０としたとき２τ０の遅延時間を持つ遅延素
子、33加算器で０τ０と４τ０のデータを加えるもの、
34は前記加算器のデータを1/2にする割算器、35は前記1
/2にしたデータから２τ０のデータを引く減算器、36は
演算結果から前記水平同期信号部分のデータだけを抜き
出すゲート回路、37は演算結果の出力端子である。
以上のようにしてリサンプル位相が検出できたわけで
あるが、本発明では単に進み遅れのみの判定が出来れば
良いので、第３図35に示す演算まではある程度のビット
数、例えば７〜８ビットが必要となるがそれ以降は２値
即ち１ビットのデータで良い。具体的には演算後最上位
ビットのみを次段に供給するように構成すれば良い。
あるが、本発明では単に進み遅れのみの判定が出来れば
良いので、第３図35に示す演算まではある程度のビット
数、例えば７〜８ビットが必要となるがそれ以降は２値
即ち１ビットのデータで良い。具体的には演算後最上位
ビットのみを次段に供給するように構成すれば良い。
次にアップ−ダウンカウンタとクロック移相回路（第
１図12,13）の具体的な構成を第４図に示して説明す
る。同図において、40はPLL回路（第１図14）で得られ
たクロック信号入力端子、41は微小遅延素子（遅延時間
τ１）で、複数のクロック位相を得るために必要な段数
だけ直列に接続されている。この遅延時間（τ１）と段
数の関係は、MUSE信号の場合サンプリングクロックの周
波数が16.2MHzであるので、例えば制御する位相の精度
を2nsec以上とするとτ１を1.93nsecとし、32段構成で
全位相が得られることになる。42は切り替え回路で、前
記直列に接続された遅延素子41の各接続点より各位相の
クロックを入力とし、他の制御端子に加えるアドレス信
号によって上記各位相のうちから該当するものを選択し
てリサンプルクロックとして出力するもので、端子32よ
り次段に供給する。上記で説明した例をとれば、32段で
あるから制御信号は５ビットとなり、これで32種の位相
から最適位相を選択することになる。44は前記位相検出
回路より供給される進み遅れの１ビットの信号入力端子
で、45は前記進み遅れの信号（１または０）にしたがっ
てそのカウント数をアップまたはダウンする32段カウン
タである。46は前記カウンタを動作させるクロックの入
力で、本発明の例では水平同期パルスまたはその分周し
たパルスが用いられる。47はカウンタ出力で32段即ち５
ビットのアドレス信号として前記切り替え回路42の制御
信号入力にくわえられる。
１図12,13）の具体的な構成を第４図に示して説明す
る。同図において、40はPLL回路（第１図14）で得られ
たクロック信号入力端子、41は微小遅延素子（遅延時間
τ１）で、複数のクロック位相を得るために必要な段数
だけ直列に接続されている。この遅延時間（τ１）と段
数の関係は、MUSE信号の場合サンプリングクロックの周
波数が16.2MHzであるので、例えば制御する位相の精度
を2nsec以上とするとτ１を1.93nsecとし、32段構成で
全位相が得られることになる。42は切り替え回路で、前
記直列に接続された遅延素子41の各接続点より各位相の
クロックを入力とし、他の制御端子に加えるアドレス信
号によって上記各位相のうちから該当するものを選択し
てリサンプルクロックとして出力するもので、端子32よ
り次段に供給する。上記で説明した例をとれば、32段で
あるから制御信号は５ビットとなり、これで32種の位相
から最適位相を選択することになる。44は前記位相検出
回路より供給される進み遅れの１ビットの信号入力端子
で、45は前記進み遅れの信号（１または０）にしたがっ
てそのカウント数をアップまたはダウンする32段カウン
タである。46は前記カウンタを動作させるクロックの入
力で、本発明の例では水平同期パルスまたはその分周し
たパルスが用いられる。47はカウンタ出力で32段即ち５
ビットのアドレス信号として前記切り替え回路42の制御
信号入力にくわえられる。
以上に説明した以外の回路の具体的な内容は全て公知
であるのでここでは説明は省略する。
であるのでここでは説明は省略する。
発明の効果 本発明によるディスク再生復調装置によれば、パイロ
ットキャリア記録方式のMUSEビデオディスクにおいて、
その伝送サンプリングクロックでリサンプルしてディジ
タルTBCを構成する場合のリサンプル位相制御回路が非
常に簡単に実現でき、しかも位相検出回路など多くの回
路がMUSEデコーダと同じであるので将来MUSEデコーダが
IC化された場合そのICを利用できるほか、そのICに追加
する回路が簡単であるので低コストでディスクプレーヤ
が製造できる等と言った種々のメリットがあり、非常に
効果の大きなものである。
ットキャリア記録方式のMUSEビデオディスクにおいて、
その伝送サンプリングクロックでリサンプルしてディジ
タルTBCを構成する場合のリサンプル位相制御回路が非
常に簡単に実現でき、しかも位相検出回路など多くの回
路がMUSEデコーダと同じであるので将来MUSEデコーダが
IC化された場合そのICを利用できるほか、そのICに追加
する回路が簡単であるので低コストでディスクプレーヤ
が製造できる等と言った種々のメリットがあり、非常に
効果の大きなものである。
第１図は本発明の一実施例におけるディスク再生復調装
置のブロック図、第２図はMUSE信号の水平同期信号とリ
サンプル位置を説明する波形図、第３図は位相検出回路
のブロック図、第４図は本発明によるアップ−ダウンカ
ウンタとクロック移相回路のブロック図である。 １……ディスク再生装置、２……FM復調回路、３……A/
D変換回路、４……ディジタルTBC、５……MUSE復調装
置、６……パイロットキャリア抽出回路、７……移相比
較回路、８……電圧制御発振回路、９……分周回路、10
……同期信号検出回路、11……位相検出回路、12……ア
ップ−ダウンカウンタ、13……クロック移相回路、14…
…PLL回路、41……微少遅延素子、42……切り替え回
路、45……アップ−ダウンカウンタ。
置のブロック図、第２図はMUSE信号の水平同期信号とリ
サンプル位置を説明する波形図、第３図は位相検出回路
のブロック図、第４図は本発明によるアップ−ダウンカ
ウンタとクロック移相回路のブロック図である。 １……ディスク再生装置、２……FM復調回路、３……A/
D変換回路、４……ディジタルTBC、５……MUSE復調装
置、６……パイロットキャリア抽出回路、７……移相比
較回路、８……電圧制御発振回路、９……分周回路、10
……同期信号検出回路、11……位相検出回路、12……ア
ップ−ダウンカウンタ、13……クロック移相回路、14…
…PLL回路、41……微少遅延素子、42……切り替え回
路、45……アップ−ダウンカウンタ。
Claims (1)
- 【請求項１】テレビジョンFM変調信号とパイロットキャ
リア等とが記録されたビデオディスクを再生するディス
ク再生装置と、前記ディスク再生装置の出力信号より再
生FM信号を復調するFM復調回路と、このFM復調回路で復
調されたテレビジョン信号をディジタル信号に変換する
アナログ−ディジタル変換回路と、このアナログ−ディ
ジタル変換回路で変換されたディジタルテレビジョン信
号の時間軸変動を吸収するタイムベースコレクタ回路
と、前記ディスク再生装置の出力信号よりパイロットキ
ャリアを抽出するパイロットキャリア抽出回路と、前記
抽出されたパイロットキャリアに同期したクロック信号
を発生するフェイズロックドループ発振回路により構成
されたクロック発生回路と、前記アナログ−ディジタル
変換された信号中の同期信号を検出する同期信号検出回
路と、この同期信号検出回路で検出された同期信号より
アナログ−ディジタル変換回路のサンプリング位相が正
規のサンプリング位相に対して進んでいるか遅れている
かを検出し前記アナログ−ディジタル変換回路に供給す
るサンプリングクロックの位相を変化させるための制御
信号を発生する位相検出回路とで構成される時間軸変動
補正手段において、前記位相検出回路出力の制御信号に
よってカウントアップまたはカウントダウンに切り換え
るアップ−ダウンカウンタで構成されるアドレス発生装
置と、このアドレス発生装置の出力信号により前記クロ
ック発生回路の出力信号の遅延時間を切り換えることに
より実質的に入力されたクロック信号の位相を変化させ
て前記アナログ−ディジタル変換回路に供給するクロッ
ク信号位相回路とを備えたことを特徴とするディスク再
生復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62095661A JPH084339B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | デイスク再生復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62095661A JPH084339B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | デイスク再生復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63260377A JPS63260377A (ja) | 1988-10-27 |
| JPH084339B2 true JPH084339B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=14143676
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62095661A Expired - Lifetime JPH084339B2 (ja) | 1987-04-17 | 1987-04-17 | デイスク再生復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH084339B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01248777A (ja) * | 1988-03-30 | 1989-10-04 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 時間軸補正方式 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59221091A (ja) * | 1983-05-28 | 1984-12-12 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | クロツク位相ロツク方式 |
| JPS61269072A (ja) * | 1985-05-23 | 1986-11-28 | Nippon Denki Sanei Kk | 圧電式加速度センサ− |
| JPS6272286A (ja) * | 1985-09-25 | 1987-04-02 | Sanyo Electric Co Ltd | ビデオテ−プレコ−ダ |
-
1987
- 1987-04-17 JP JP62095661A patent/JPH084339B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63260377A (ja) | 1988-10-27 |
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