JP2648325B2 - 演算形ディジタル継電器 - Google Patents
演算形ディジタル継電器Info
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- JP2648325B2 JP2648325B2 JP63052671A JP5267188A JP2648325B2 JP 2648325 B2 JP2648325 B2 JP 2648325B2 JP 63052671 A JP63052671 A JP 63052671A JP 5267188 A JP5267188 A JP 5267188A JP 2648325 B2 JP2648325 B2 JP 2648325B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、入力量を周期的にサンプリングして得ら
れた時刻データの演算処理結果に基づいて接点の開閉を
制御する演算形ディジタル継電器に関するものである。
れた時刻データの演算処理結果に基づいて接点の開閉を
制御する演算形ディジタル継電器に関するものである。
第３図は例えば電気共同研究第41巻第４号（昭和61年
１月電気共同研究会発行）に示された従来の演算形ディ
ジタル継電器を示すブロック図であり、図において、１
はこの演算形ディジタル継電器へ入力される電力系統の
電流または電圧等の入力量を、適当な電圧に変換する入
力変換器、２はこの入力変換器１の出力に含まれる高調
波成分を除去して電力系統の基本周波数（50Hzまたは60
Hz）を抽出するフィルタ回路、３はサンプリング時刻に
おけるフィルタ回路２の出力の値を保持するサンプルホ
ールド回路、４は各サンプルホールド回路３からの出力
を多重化するマルチプレクサ回路、５はマルチプレクサ
回路４の出力を量子化してディジタル量による時刻デー
タに変換するアナログ・ディジタル変換器（以下A/D変
換器という）、６はマイクロプロセッサ（以下CPUとい
う）、ランダムアクセスメモリ（以下RAMという）、リ
ードオンメモリ（以下ROMという）等で形成され、A/D変
換器５からの時刻データを演算処理して制御信号を生成
する演算処理部、７はこの演算処理部６の出力する論理
レベルの制御信号をリレーを駆動可能なレベルの制御信
号に変換する出力インタフェース回路、８は出力インタ
フェース回路７からの制御信号によって駆動される励磁
コイル、９はこの励磁コイル８によって開閉される接点
である。また、10は前記演算処理部６内にあって、例え
ば前記A/D変換器５から送られてくる入力量がその基本
周波数の電気角30゜間隔でサンプリングして得られた時
刻データの場合、ある所定時刻の時刻データvmからその
３サンプリング前の時刻データvm-3まで蓄積する蓄積機
能、11は蓄積機能10に蓄積された時刻データvmの二乗と
時刻データvm-3の二乗との和に基づいて前記入力量の振
幅値Ｖを演算する演算機能、12は演算機能11で演算され
た振幅値Ｖを基準値VSETと比較して前記励磁コイル８を
駆動する制御信号を生成する比較機能であり、これらは
演算処理部６を構成しているCPU,RAM,ROM等の作用によ
って実現される。
１月電気共同研究会発行）に示された従来の演算形ディ
ジタル継電器を示すブロック図であり、図において、１
はこの演算形ディジタル継電器へ入力される電力系統の
電流または電圧等の入力量を、適当な電圧に変換する入
力変換器、２はこの入力変換器１の出力に含まれる高調
波成分を除去して電力系統の基本周波数（50Hzまたは60
Hz）を抽出するフィルタ回路、３はサンプリング時刻に
おけるフィルタ回路２の出力の値を保持するサンプルホ
ールド回路、４は各サンプルホールド回路３からの出力
を多重化するマルチプレクサ回路、５はマルチプレクサ
回路４の出力を量子化してディジタル量による時刻デー
タに変換するアナログ・ディジタル変換器（以下A/D変
換器という）、６はマイクロプロセッサ（以下CPUとい
う）、ランダムアクセスメモリ（以下RAMという）、リ
ードオンメモリ（以下ROMという）等で形成され、A/D変
換器５からの時刻データを演算処理して制御信号を生成
する演算処理部、７はこの演算処理部６の出力する論理
レベルの制御信号をリレーを駆動可能なレベルの制御信
号に変換する出力インタフェース回路、８は出力インタ
フェース回路７からの制御信号によって駆動される励磁
コイル、９はこの励磁コイル８によって開閉される接点
である。また、10は前記演算処理部６内にあって、例え
ば前記A/D変換器５から送られてくる入力量がその基本
周波数の電気角30゜間隔でサンプリングして得られた時
刻データの場合、ある所定時刻の時刻データvmからその
３サンプリング前の時刻データvm-3まで蓄積する蓄積機
能、11は蓄積機能10に蓄積された時刻データvmの二乗と
時刻データvm-3の二乗との和に基づいて前記入力量の振
幅値Ｖを演算する演算機能、12は演算機能11で演算され
た振幅値Ｖを基準値VSETと比較して前記励磁コイル８を
駆動する制御信号を生成する比較機能であり、これらは
演算処理部６を構成しているCPU,RAM,ROM等の作用によ
って実現される。
次に動作について説明する。当該演算形ディジタル継
電器への複数の入力量が、入力変換器１にてそれぞれ適
当な電圧に変換され、フィルタ回路２にて余分な高調波
成分が除去されてサンプルホールド回路３に送られる。
各サンプルホールド回路３は所定のサンプリング周期毎
にそのサンプリング時刻における前記フィルタ回路２の
出力の値を保持する。マルチプレクサ回路４は各サンプ
ルホールド回路３が保持している値を多重化してA/D変
換器５へ順次入力し、A/D変換器５はこのマルチプレク
サ回路４からの信号を量子化してディジタル量による時
刻データに変換し、演算処理部６へ送る。演算処理部６
はこのA/D変換器５からの時刻データを演算処理（リレ
ー演算）して制御信号を生成し、この制御信号を出力イ
ンタフェース回路７を介して励磁コイル８へ送り、接点
９の開閉を制御する。このようにして、例えば入力の電
流量が定められた基準値より大きくなった場合に接点９
を閉じるように制御すれば過電流継電器が実現できる。
電器への複数の入力量が、入力変換器１にてそれぞれ適
当な電圧に変換され、フィルタ回路２にて余分な高調波
成分が除去されてサンプルホールド回路３に送られる。
各サンプルホールド回路３は所定のサンプリング周期毎
にそのサンプリング時刻における前記フィルタ回路２の
出力の値を保持する。マルチプレクサ回路４は各サンプ
ルホールド回路３が保持している値を多重化してA/D変
換器５へ順次入力し、A/D変換器５はこのマルチプレク
サ回路４からの信号を量子化してディジタル量による時
刻データに変換し、演算処理部６へ送る。演算処理部６
はこのA/D変換器５からの時刻データを演算処理（リレ
ー演算）して制御信号を生成し、この制御信号を出力イ
ンタフェース回路７を介して励磁コイル８へ送り、接点
９の開閉を制御する。このようにして、例えば入力の電
流量が定められた基準値より大きくなった場合に接点９
を閉じるように制御すれば過電流継電器が実現できる。
ここで、このリレー演算としては、例えば次のような
ものがある。即ち、A/D変換器５より送られてくる、入
力量をその基本周波数の電気角30゜間隔でサンプリング
して得られた時刻データを蓄積機能10に蓄積して、この
蓄積機能10に蓄積されたある所定時刻の時刻データv
mと、それにより３サンプリング前の時刻データvm-3と
に基づいて、入力量の振幅Ｖを、演算機能11にて V2＝vm 2＋vm-3 2 によって求めるものである。この場合、時刻データvmを vm＝Vsin（ωｔ＋θ） （ただし、θは任意の位相角、ωは角周波数を示す） で表せば、サンプリング間隔を基本周波数の電気角30゜
としているので、時刻データvmの３サンプリング前の時
刻データvm-3は電気角90゜前に相当する時刻の時刻デー
タ、即ち、 vm-3＝Vsin（ωｔ＋θ−90゜）＝Vcos（ωｔ＋θ） となる。従って、この両者を平方として和をとれば vm 2＋v2 m-3＝V2sin2（ωｔ＋θ）＋V2cos2（ωｔ＋θ）
＝V2 と表すことができ、入力量の振幅値Ｖはサンプリング時
刻の移送角θとは無関係に、ある所定時刻の時刻データ
vmと、それにより３サンプリング前の時刻データvm-3と
に基づいて算出することが可能となる。
ものがある。即ち、A/D変換器５より送られてくる、入
力量をその基本周波数の電気角30゜間隔でサンプリング
して得られた時刻データを蓄積機能10に蓄積して、この
蓄積機能10に蓄積されたある所定時刻の時刻データv
mと、それにより３サンプリング前の時刻データvm-3と
に基づいて、入力量の振幅Ｖを、演算機能11にて V2＝vm 2＋vm-3 2 によって求めるものである。この場合、時刻データvmを vm＝Vsin（ωｔ＋θ） （ただし、θは任意の位相角、ωは角周波数を示す） で表せば、サンプリング間隔を基本周波数の電気角30゜
としているので、時刻データvmの３サンプリング前の時
刻データvm-3は電気角90゜前に相当する時刻の時刻デー
タ、即ち、 vm-3＝Vsin（ωｔ＋θ−90゜）＝Vcos（ωｔ＋θ） となる。従って、この両者を平方として和をとれば vm 2＋v2 m-3＝V2sin2（ωｔ＋θ）＋V2cos2（ωｔ＋θ）
＝V2 と表すことができ、入力量の振幅値Ｖはサンプリング時
刻の移送角θとは無関係に、ある所定時刻の時刻データ
vmと、それにより３サンプリング前の時刻データvm-3と
に基づいて算出することが可能となる。
このようにして演算機能11にて算出された入力量の振
幅値Ｖは、比較機能12へ送られて基準値VSETと比較さ
れ、その結果、基準値VSETより大きな場合には出力イン
タフェース回路７に制御信号が送出されて励磁コイル８
に電流が流され、接点９が閉成する。
幅値Ｖは、比較機能12へ送られて基準値VSETと比較さ
れ、その結果、基準値VSETより大きな場合には出力イン
タフェース回路７に制御信号が送出されて励磁コイル８
に電流が流され、接点９が閉成する。
ここで、これまでの説明は、入力量の基本周波数に変
動がなく、電気角で90゜だけずれたサンプリング時刻の
時刻データを用いて演算するものであるため、入力量の
振幅値をサンプリング時刻における位相角θに依存する
ことなく求めることができたが、入力量の周波数が基本
周波数より変動した場合、サンプリング間隔は入力量の
基本周波数の電気角30゜のように時間的に固定されてい
るため、時刻データvm-3は電気角90゜から偏位してくる
ことになり、基本周波数以外の周波数では、振幅値の演
算値がサンプリング時刻の位相角θに依存するようにな
る。第４図はその周波数特性を示す特性図であり、横軸
に周波数を基本周波数の倍数で示し、縦軸にゲインを示
したものである。同図における影の部分がサンプリング
時刻の位相角θにより変動する変動幅であり、基本周波
数の奇数倍以外の周波数では大きな変動幅を持っている
ことがわかる。
動がなく、電気角で90゜だけずれたサンプリング時刻の
時刻データを用いて演算するものであるため、入力量の
振幅値をサンプリング時刻における位相角θに依存する
ことなく求めることができたが、入力量の周波数が基本
周波数より変動した場合、サンプリング間隔は入力量の
基本周波数の電気角30゜のように時間的に固定されてい
るため、時刻データvm-3は電気角90゜から偏位してくる
ことになり、基本周波数以外の周波数では、振幅値の演
算値がサンプリング時刻の位相角θに依存するようにな
る。第４図はその周波数特性を示す特性図であり、横軸
に周波数を基本周波数の倍数で示し、縦軸にゲインを示
したものである。同図における影の部分がサンプリング
時刻の位相角θにより変動する変動幅であり、基本周波
数の奇数倍以外の周波数では大きな変動幅を持っている
ことがわかる。
従来の演算形ディジタル継電器は以上のように構成さ
れているので、入力量の基本周波数以外の周波数では、
演算結果がサンプリング時刻の位相角θによって大きく
影響され、演算によって得られる振幅値がある幅をもっ
て変動することになるため、誤差範囲が大きくなるなど
の問題点があった。
れているので、入力量の基本周波数以外の周波数では、
演算結果がサンプリング時刻の位相角θによって大きく
影響され、演算によって得られる振幅値がある幅をもっ
て変動することになるため、誤差範囲が大きくなるなど
の問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、入力量の周波数が変動しても、その振幅値
の演算結果の誤差が小さく、精度の高い演算形ディジタ
ル継電器を得ることを目的とする。
れたもので、入力量の周波数が変動しても、その振幅値
の演算結果の誤差が小さく、精度の高い演算形ディジタ
ル継電器を得ることを目的とする。
この発明に係る演算形ディジタル継電器は、演算処理
部に、所定サンプリング分の時刻データを蓄積する蓄積
機能と、ｘおよびｙを前記演算処理部の前段の回路の周
波数−ゲイン特性等に応じて適宜選択された数として、
ある所定時刻のｘサンプリング前とｙサンプリング前の
時刻データの積と、前記所定時刻の時刻データと所定時
刻のｘ＋ｙサンプリング前の時刻データの積との差に基
づいて、入力量の振幅値を演算する演算機能を持たせた
ものである。
部に、所定サンプリング分の時刻データを蓄積する蓄積
機能と、ｘおよびｙを前記演算処理部の前段の回路の周
波数−ゲイン特性等に応じて適宜選択された数として、
ある所定時刻のｘサンプリング前とｙサンプリング前の
時刻データの積と、前記所定時刻の時刻データと所定時
刻のｘ＋ｙサンプリング前の時刻データの積との差に基
づいて、入力量の振幅値を演算する演算機能を持たせた
ものである。
この発明における演算機能は、ある所定時刻の時刻デ
ータvm、そのＸサンプリング前の時刻データvm-x、ｙサ
ンプリング前の時刻データvm-y、及びｚサンプリング前
の時刻データvm-zを用い、時刻データvm-xとvm-yの積
と、時刻データvmとの積とvm-zの積との差に基づいて入
力量の振幅値の演算を行い、当該演算にｚ＝ｘ＋ｙの条
件を付加することにより、演算結果がサンプリング時刻
の位相角の影響を受けないようにし、周波数の変動に対
する入力量の振幅値の演算結果の誤差を圧縮する。ま
た、前記ｘおよびｙの選択を、演算処理部の前段の回路
の周波数−ゲイン特性に応じて行うことにより、前段の
回路の周波数−ゲイン特性の不足分を演算処理部により
最適に補うことができるなど、必要に応じてｘおよびｙ
の適切な選択を行うことが可能である。
ータvm、そのＸサンプリング前の時刻データvm-x、ｙサ
ンプリング前の時刻データvm-y、及びｚサンプリング前
の時刻データvm-zを用い、時刻データvm-xとvm-yの積
と、時刻データvmとの積とvm-zの積との差に基づいて入
力量の振幅値の演算を行い、当該演算にｚ＝ｘ＋ｙの条
件を付加することにより、演算結果がサンプリング時刻
の位相角の影響を受けないようにし、周波数の変動に対
する入力量の振幅値の演算結果の誤差を圧縮する。ま
た、前記ｘおよびｙの選択を、演算処理部の前段の回路
の周波数−ゲイン特性に応じて行うことにより、前段の
回路の周波数−ゲイン特性の不足分を演算処理部により
最適に補うことができるなど、必要に応じてｘおよびｙ
の適切な選択を行うことが可能である。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、１は入力変換器、２はフィルタ回路、３
はサンプルホールド回路、４はマルチプレクサ回路、５
はA/D変換器、６は演算処理部、７は出力インタフェー
ス回路、８は励磁コイル、９は接点、12は比較機能であ
り、第３図に同一符号を付した従来のそれらと同一、あ
るいは相当部分であるため詳細な説明は省略する。ま
た、13は前記演算処理部６内の蓄積機能で、前記A/D変
換器５から送られてくる時刻データを、ある所定時刻の
時刻データvmからそのｚサンプリング前の時刻データv
m-zまで蓄積する点で、第３図の蓄積機能10とは異なる
ものであり、14は同じく前記演算処理部６内の演算機能
で、蓄積機能13に蓄積された時刻データvm-xとvm-yの積
と、時刻データvmとvm-zの積との差に基づいて前記入力
量の振幅値Ｖを演算する点で、第３図に示す演算機能11
とは異なっている。ここで、これら蓄積機能13及び演算
機能14は前記比較機能12とともに、演算処理部６を構成
しているCPU,RAM,ROM等の作用によって実現される。
１図において、１は入力変換器、２はフィルタ回路、３
はサンプルホールド回路、４はマルチプレクサ回路、５
はA/D変換器、６は演算処理部、７は出力インタフェー
ス回路、８は励磁コイル、９は接点、12は比較機能であ
り、第３図に同一符号を付した従来のそれらと同一、あ
るいは相当部分であるため詳細な説明は省略する。ま
た、13は前記演算処理部６内の蓄積機能で、前記A/D変
換器５から送られてくる時刻データを、ある所定時刻の
時刻データvmからそのｚサンプリング前の時刻データv
m-zまで蓄積する点で、第３図の蓄積機能10とは異なる
ものであり、14は同じく前記演算処理部６内の演算機能
で、蓄積機能13に蓄積された時刻データvm-xとvm-yの積
と、時刻データvmとvm-zの積との差に基づいて前記入力
量の振幅値Ｖを演算する点で、第３図に示す演算機能11
とは異なっている。ここで、これら蓄積機能13及び演算
機能14は前記比較機能12とともに、演算処理部６を構成
しているCPU,RAM,ROM等の作用によって実現される。
次に動作について説明する。従来の場合と同様にし
て、当該演算形ディジタル継電器への複数の入力量が、
入力変換器１にてそれぞれ適当な電圧に変換され、フィ
ルタ回路２にて余分な高調波成分が除去されてサンプル
ホールド回路３に送られ、所定のサンプリング周期毎に
その値が保持され、マルチプレクサ回路４にて多重化さ
れてA/D変換器５へ送られ、そこで量子化されてディジ
タル量による時刻データに変換され、演算処理部６へ入
力される。演算処理部６はこの時刻データを後述する演
算処理（リレー演算）にて処理し、制御信号を生成して
出力インタフェース回路７を介して励磁コイル８へ送
り、接点９の開閉を制御する。このようにして、例えば
入力の電流量が定められた基準値より大きくなった場合
に接点９を閉じるように制御すれば、過電流継電器が実
現できる。
て、当該演算形ディジタル継電器への複数の入力量が、
入力変換器１にてそれぞれ適当な電圧に変換され、フィ
ルタ回路２にて余分な高調波成分が除去されてサンプル
ホールド回路３に送られ、所定のサンプリング周期毎に
その値が保持され、マルチプレクサ回路４にて多重化さ
れてA/D変換器５へ送られ、そこで量子化されてディジ
タル量による時刻データに変換され、演算処理部６へ入
力される。演算処理部６はこの時刻データを後述する演
算処理（リレー演算）にて処理し、制御信号を生成して
出力インタフェース回路７を介して励磁コイル８へ送
り、接点９の開閉を制御する。このようにして、例えば
入力の電流量が定められた基準値より大きくなった場合
に接点９を閉じるように制御すれば、過電流継電器が実
現できる。
以下、演算処理部６における前記リレー演算について
説明する。即ち、入力量を例えばその基本周波数の電気
角30゜間隔でサンプリングし、A/D変換器５にてディジ
タル量に変換された時刻データを、ｚ＋１サンプリング
分以上、蓄積機能13に蓄積し、この蓄積機能13に蓄積さ
れたある所定時刻の時刻データvmと、それよりｘサンプ
リング前の時刻データvm-x、ｙサンプリング前の時刻デ
ータvm-y、及びｚ（＝ｘ＋ｙ）サンプリング前の時刻デ
ータvm-zとに基づいて、入力量の振幅Ｖの演算を行う。
その場合、時刻データvmを vm＝Vsin（ｎωｔ＋θ） （ただし、ωは基本角周波数で、ｎωでｎ倍の任意の周
波数を示す） で示せば、他の時刻データvm-x,vm-y,vm-zはそれぞれ vm-x＝Vsin（ｎωｔ＋θ−nT1） vm-y＝Vsin（ｎωｔ＋θ−nT2） vm-z＝Vsin（ｎωｔ＋θ−nT3） （ただし、T1はｘサンプリング前の基本周波数の電気
角、T2は同じくｙサンプリング前、T3はｚサンプリング
前の基本周波数の電気角を示す） となる。これらより、時刻データvm-xとvm-yの積とvmと
vm-zの積との差をとれば vm-x・vm-y−vm・vm-z ＝V2〔sin(ｎωｔ＋θ−nT1)・sin(ｎωｔ＋θ−nT2) −sin(ｎωｔ＋θ)・sin(ｎωｔ＋θ−nT3)〕 ＝V2〔｛sin(ｎωｔ＋θ)cos nT1−cos(ｎωｔ＋θ)sin
nT1｝ ×｛sin(ｎωｔ＋θ)cos nT2−cos(ｎωｔ＋θ)sin n
T2｝ −sin(ｎωｔ＋θ)・｛sin(ｎωｔ＋θ)cos nT3 −cos(ｎωｔ＋θ)sin nT3｝〕 ＝V2〔sin2(ｎωｔ＋θ)・(cos nT1cos nT2−cos nT3) ＋cos2(ｎωｔ＋θ)・(sin nT1sin nT2) ＋sin(ｎωｔ＋θ)cos n(ωｔ＋θ) ×｛sin nT3−(sin nT1cos nT2＋cos nT1sin nT2)｝〕
…… となる。ここで、前記式が（ｎωｔ＋θ）に依存しな
い関数にする為には、 cos nT1cos nT2−cos nT3＝sin nT1sin nT2 sin nT3＝sin nT1cos nT2＋cos nT1sin nT2 即ち cos（nT1＋nT2）＝cos nT3 sin（nT1＋nT2）＝sin nT3 より、 nT1＋nT2＝nT3 であり、従って、 T1＋T2＝T3 であればよい。このような条件のとき前記式はvm-x・
vm-y−vm・vm-z＝V2sin nT1sin nT2 で表される。これより、 となり、これより入力量の振幅値Ｖを算出することがで
きる。このようにして演算機能14にて算出された入力量
の振幅値Ｖは、比較機能12へ送られて基準値VSETと比較
され、その結果、基準値VSETより大きな場合には出力イ
ンタフェース回路７に制御信号が送出されて励磁コイル
８に電流が流され、接点９が閉成する。
説明する。即ち、入力量を例えばその基本周波数の電気
角30゜間隔でサンプリングし、A/D変換器５にてディジ
タル量に変換された時刻データを、ｚ＋１サンプリング
分以上、蓄積機能13に蓄積し、この蓄積機能13に蓄積さ
れたある所定時刻の時刻データvmと、それよりｘサンプ
リング前の時刻データvm-x、ｙサンプリング前の時刻デ
ータvm-y、及びｚ（＝ｘ＋ｙ）サンプリング前の時刻デ
ータvm-zとに基づいて、入力量の振幅Ｖの演算を行う。
その場合、時刻データvmを vm＝Vsin（ｎωｔ＋θ） （ただし、ωは基本角周波数で、ｎωでｎ倍の任意の周
波数を示す） で示せば、他の時刻データvm-x,vm-y,vm-zはそれぞれ vm-x＝Vsin（ｎωｔ＋θ−nT1） vm-y＝Vsin（ｎωｔ＋θ−nT2） vm-z＝Vsin（ｎωｔ＋θ−nT3） （ただし、T1はｘサンプリング前の基本周波数の電気
角、T2は同じくｙサンプリング前、T3はｚサンプリング
前の基本周波数の電気角を示す） となる。これらより、時刻データvm-xとvm-yの積とvmと
vm-zの積との差をとれば vm-x・vm-y−vm・vm-z ＝V2〔sin(ｎωｔ＋θ−nT1)・sin(ｎωｔ＋θ−nT2) −sin(ｎωｔ＋θ)・sin(ｎωｔ＋θ−nT3)〕 ＝V2〔｛sin(ｎωｔ＋θ)cos nT1−cos(ｎωｔ＋θ)sin
nT1｝ ×｛sin(ｎωｔ＋θ)cos nT2−cos(ｎωｔ＋θ)sin n
T2｝ −sin(ｎωｔ＋θ)・｛sin(ｎωｔ＋θ)cos nT3 −cos(ｎωｔ＋θ)sin nT3｝〕 ＝V2〔sin2(ｎωｔ＋θ)・(cos nT1cos nT2−cos nT3) ＋cos2(ｎωｔ＋θ)・(sin nT1sin nT2) ＋sin(ｎωｔ＋θ)cos n(ωｔ＋θ) ×｛sin nT3−(sin nT1cos nT2＋cos nT1sin nT2)｝〕
…… となる。ここで、前記式が（ｎωｔ＋θ）に依存しな
い関数にする為には、 cos nT1cos nT2−cos nT3＝sin nT1sin nT2 sin nT3＝sin nT1cos nT2＋cos nT1sin nT2 即ち cos（nT1＋nT2）＝cos nT3 sin（nT1＋nT2）＝sin nT3 より、 nT1＋nT2＝nT3 であり、従って、 T1＋T2＝T3 であればよい。このような条件のとき前記式はvm-x・
vm-y−vm・vm-z＝V2sin nT1sin nT2 で表される。これより、 となり、これより入力量の振幅値Ｖを算出することがで
きる。このようにして演算機能14にて算出された入力量
の振幅値Ｖは、比較機能12へ送られて基準値VSETと比較
され、その結果、基準値VSETより大きな場合には出力イ
ンタフェース回路７に制御信号が送出されて励磁コイル
８に電流が流され、接点９が閉成する。
この前記式の係数1/（sin nT1 sin nT2）はサンプ
リング時刻の位相角θを含んでいない為周波数が一定で
あればどの位相において演算を実行しても解が一意的に
決定できる。
リング時刻の位相角θを含んでいない為周波数が一定で
あればどの位相において演算を実行しても解が一意的に
決定できる。
ここで、このような演算方式において、前記x,y,zの
各種組合せにおける周波特性の例を第２図（Ａ）〜
（Ｉ）に示す。この図はサンプリング間隔が基本周波数
の電気角30゜の場合で横軸に基本周波数の倍数、縦軸に
ゲイン（即ち、前式でsin nT1 sin nT2に相当）を示し
ている。ここで、この第２図（Ａ）はx,yが１、ｚが２
の場合を示し、（Ｂ）はｘが１、ｙが２、ｚが３、
（Ｃ）はｘが１、Ｙが３、ｚが４、（Ｄ）はｘが１、ｙ
が４、ｚが５、（Ｅ）はx,yが２、ｚが４、（Ｆ）はｘ
が２、ｙが３、ｚが５、（Ｇ）はｘが２、ｙが４、ｚが
６、（Ｈ）はx,yが３、ｚが６、（Ｉ）はｘが３、ｙが
４、ｚが７の場合をそれそぞれ示している。
各種組合せにおける周波特性の例を第２図（Ａ）〜
（Ｉ）に示す。この図はサンプリング間隔が基本周波数
の電気角30゜の場合で横軸に基本周波数の倍数、縦軸に
ゲイン（即ち、前式でsin nT1 sin nT2に相当）を示し
ている。ここで、この第２図（Ａ）はx,yが１、ｚが２
の場合を示し、（Ｂ）はｘが１、ｙが２、ｚが３、
（Ｃ）はｘが１、Ｙが３、ｚが４、（Ｄ）はｘが１、ｙ
が４、ｚが５、（Ｅ）はx,yが２、ｚが４、（Ｆ）はｘ
が２、ｙが３、ｚが５、（Ｇ）はｘが２、ｙが４、ｚが
６、（Ｈ）はx,yが３、ｚが６、（Ｉ）はｘが３、ｙが
４、ｚが７の場合をそれそぞれ示している。
ここで、具体的に、サンプリング間隔が入力量の基本
周波数の電気角30゜であって、ある所定時刻の時刻デー
タvmと、その３サンプリング前の時刻データvm-3、及び
６サンプリング前の時刻データvm-6とを用いて、入力量
の振幅値Ｖの演算を行う場合、即ち、第２図（Ｈ）に相
当する場合に、入力量の周波数が基本周波数より５％変
動した場合のゲインは、 sin2（1.05×３×30゜）＝0.9926 となり、誤差は １−0.9926＝0.0079 と１％以下になる。
周波数の電気角30゜であって、ある所定時刻の時刻デー
タvmと、その３サンプリング前の時刻データvm-3、及び
６サンプリング前の時刻データvm-6とを用いて、入力量
の振幅値Ｖの演算を行う場合、即ち、第２図（Ｈ）に相
当する場合に、入力量の周波数が基本周波数より５％変
動した場合のゲインは、 sin2（1.05×３×30゜）＝0.9926 となり、誤差は １−0.9926＝0.0079 と１％以下になる。
ちなみに、第３図に示す従来の例 （ｖm２＋vm-3 2） で考える。式を簡単にする為 ｘ＝ｎωｔ＋θとおくと （ただし、ψは となる。従ってこの場合、周波数が基本周波数より変動
すると最大誤差は|cos nT|に相当するので、５％変動で
は7.8％（cos（0.95×90゜）＝0.078）に相当する。
すると最大誤差は|cos nT|に相当するので、５％変動で
は7.8％（cos（0.95×90゜）＝0.078）に相当する。
このように、この発明によれば、従来のものに比べて
大幅に誤差が改善されていることわかる。
大幅に誤差が改善されていることわかる。
また、前記ｘおよびｙの選択を、演算処理部６の前段
のフィルタ回路２の周波数−ゲイン特性に応じて行うこ
とにより、フィルタ回路２の周波数−ゲーイン特性の不
足分を演算処理部６により補うようにすることができ
る。例えば、アナログフィルタ，ディジタルフィルタ等
よりなるフィルタ回路２が、周波数が高くなるにつれて
ゲインが小さくなる特性の場合には、第２図に示した
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），または（Ｅ）等をこれに組み
合わせることにより、基本周波数付近におけるフラット
な特性を得ることが可能となり、フィルタ回路２が周波
数が高くなるにつれてゲインが大きくなる特性の場合に
は、第２図に示した（Ｇ）等をこれに組み合わせること
により、基本周波数付近におけるフラットな特性を得る
ことが可能となる。基本周波数付近における周波数特性
は、ｘおよびｙによりそれぞれ異なるため、フィルタ回
路２の周波数特性に対して最適なｘおよびｙの選択を行
うことが可能である。
のフィルタ回路２の周波数−ゲイン特性に応じて行うこ
とにより、フィルタ回路２の周波数−ゲーイン特性の不
足分を演算処理部６により補うようにすることができ
る。例えば、アナログフィルタ，ディジタルフィルタ等
よりなるフィルタ回路２が、周波数が高くなるにつれて
ゲインが小さくなる特性の場合には、第２図に示した
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），または（Ｅ）等をこれに組み
合わせることにより、基本周波数付近におけるフラット
な特性を得ることが可能となり、フィルタ回路２が周波
数が高くなるにつれてゲインが大きくなる特性の場合に
は、第２図に示した（Ｇ）等をこれに組み合わせること
により、基本周波数付近におけるフラットな特性を得る
ことが可能となる。基本周波数付近における周波数特性
は、ｘおよびｙによりそれぞれ異なるため、フィルタ回
路２の周波数特性に対して最適なｘおよびｙの選択を行
うことが可能である。
さらに、振幅値の演算および比較判定の速さが要求さ
れる演算形ディジタル継電器の場合には、第２図の
（Ａ）を用いることができる。この場合、現在値から60
゜前までのデータのみにより振幅値を演算することがで
き、リアルタイムで振幅値の演算および比較判定を行う
ことができる。
れる演算形ディジタル継電器の場合には、第２図の
（Ａ）を用いることができる。この場合、現在値から60
゜前までのデータのみにより振幅値を演算することがで
き、リアルタイムで振幅値の演算および比較判定を行う
ことができる。
さらに、振幅値の演算値が負の部分を０と処理して正
の部分のみを使用することにより、不要な周波数領域を
カットすることが可能となる。例えばこのようにするこ
とで、第２図の（Ｂ）においては高調波次数３〜６の領
域の、第２図の（Ｃ）においては高調波次数２〜４の領
域のゲインを０とするフィルタのついた振幅値演算結果
を得ることができ、トランスのインラッシュや電流変成
器の飽和の際に含まれる高調波次数２や３の成分を大幅
にカッオすることが可能となり、精度のよいリレー演算
を行うことが可能となる。
の部分のみを使用することにより、不要な周波数領域を
カットすることが可能となる。例えばこのようにするこ
とで、第２図の（Ｂ）においては高調波次数３〜６の領
域の、第２図の（Ｃ）においては高調波次数２〜４の領
域のゲインを０とするフィルタのついた振幅値演算結果
を得ることができ、トランスのインラッシュや電流変成
器の飽和の際に含まれる高調波次数２や３の成分を大幅
にカッオすることが可能となり、精度のよいリレー演算
を行うことが可能となる。
なお、上記実施例では、本発明の過電流継電器につい
て実施した場合について述べたが、振幅値を演算するも
のであれば、例えば、不足電圧、過電圧、不足電流等の
演算形ディジタル継電器であってもよく、上記実施例と
同様の効果を奏する。
て実施した場合について述べたが、振幅値を演算するも
のであれば、例えば、不足電圧、過電圧、不足電流等の
演算形ディジタル継電器であってもよく、上記実施例と
同様の効果を奏する。
また、上記実施例では振幅値の演算を、サンプリング
時刻の位相角に無関係に一定の値を得られるようにして
いるので、別にディジタルフィルター処理をした後にこ
の演算処理を実行することにより、任意の周波数特性を
もつ振幅値の演算が可能な演算形ディジタル継電器異を
実現できる。
時刻の位相角に無関係に一定の値を得られるようにして
いるので、別にディジタルフィルター処理をした後にこ
の演算処理を実行することにより、任意の周波数特性を
もつ振幅値の演算が可能な演算形ディジタル継電器異を
実現できる。
また、第２図の各種周波数特性は、電気角30゜のサン
プリング間隔の場合の周波数特性であったが、他のサン
プリング間隔であっても、ｘ＋ｙ＝ｚの条件さえ満足す
れば同様にサンプリング時刻の位相角に無関係に一定の
値をとる周波数特性を得ることができる。
プリング間隔の場合の周波数特性であったが、他のサン
プリング間隔であっても、ｘ＋ｙ＝ｚの条件さえ満足す
れば同様にサンプリング時刻の位相角に無関係に一定の
値をとる周波数特性を得ることができる。
以上のように、この発明によれば、ある所定時刻の時
刻データvm、そのｘサンプリング前の時刻データvm-x、
ｙサンプリング前の時刻データvm-y、及びｚサンプリン
グ前の時刻データvm-zを用い、時刻データvm-xとvm-yの
積と、時刻データvmとvm-zの積との差に基づいて入力量
の振幅値の演算を行い、当該演算にｚ＝ｘ＋ｙの条件を
付加するように構成したので、演算結果がサンプリング
時刻の位相角の影響を受けることがなくなり、周波数の
変動に対する入力量の振幅値の演算結果の誤差が圧縮さ
れて、精度の高い演算形ディジタル継電器が得られる効
果がある。また、前記ｘおよびｙの選択を、演算処理部
の前段の回路の周波数−ゲイン特性に応じて行うことに
より、前段の回路の周波数−ゲイン特性の不足分を演算
処理部により最適に補うことができる効果があり、さら
に、振幅値の演算および比較判定の速さの要求程度等を
考慮してｘおよびｙの選択を行うなどのことができる等
の効果がある。
刻データvm、そのｘサンプリング前の時刻データvm-x、
ｙサンプリング前の時刻データvm-y、及びｚサンプリン
グ前の時刻データvm-zを用い、時刻データvm-xとvm-yの
積と、時刻データvmとvm-zの積との差に基づいて入力量
の振幅値の演算を行い、当該演算にｚ＝ｘ＋ｙの条件を
付加するように構成したので、演算結果がサンプリング
時刻の位相角の影響を受けることがなくなり、周波数の
変動に対する入力量の振幅値の演算結果の誤差が圧縮さ
れて、精度の高い演算形ディジタル継電器が得られる効
果がある。また、前記ｘおよびｙの選択を、演算処理部
の前段の回路の周波数−ゲイン特性に応じて行うことに
より、前段の回路の周波数−ゲイン特性の不足分を演算
処理部により最適に補うことができる効果があり、さら
に、振幅値の演算および比較判定の速さの要求程度等を
考慮してｘおよびｙの選択を行うなどのことができる等
の効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による演算形ディジタル継
電器を示すブロック図、第２図はその周波数特性を示す
特性図、第３図は従来の演算形ディジタル継電器を示す
ブロック図、第４図はその周波数特性を示す特性図であ
る。 ６は演算処理部、８は励磁コイル、９は接点、12は比較
機能、13は蓄積機能、14は演算機能。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
電器を示すブロック図、第２図はその周波数特性を示す
特性図、第３図は従来の演算形ディジタル継電器を示す
ブロック図、第４図はその周波数特性を示す特性図であ
る。 ６は演算処理部、８は励磁コイル、９は接点、12は比較
機能、13は蓄積機能、14は演算機能。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】入力量を周期的にサンプリングして量子化
し、得られたディジタル量による時刻データを演算処理
部にて処理し、その処理結果に基づいて励磁コイルの通
電を制御して接点を開閉させる演算形ディジタル継電器
において、ｘおよびｙを前記演算処理部の前段の回路の
周波数−ゲイン特性等に応じて適宜選択された数とし
て、ある所定時刻の時刻データVm、前記所定時刻のｘサ
ンプリング前の時刻データVm-x、前記所定時刻のｙサン
プリング前の時刻データVm-y、及び前記所定時刻のｘ＋
ｙサンプリング前の時刻データVm-zを蓄積する蓄積機能
と、前記蓄積機能に蓄積された前記時刻データVm-xとV
m-yの積と前記時刻データVmとVm-zの積との差に基づい
て前記入力量の振幅値を演算する演算機能と、前記演算
機能で演算された前記振幅値を基準値と比較して、前記
励磁コイルの通電を制御する制御信号を生成する比較機
能とを、前記演算処理部に持たせたことを特徴とする演
算形ディジタル継電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63052671A JP2648325B2 (ja) | 1988-03-08 | 1988-03-08 | 演算形ディジタル継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63052671A JP2648325B2 (ja) | 1988-03-08 | 1988-03-08 | 演算形ディジタル継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01227613A JPH01227613A (ja) | 1989-09-11 |
| JP2648325B2 true JP2648325B2 (ja) | 1997-08-27 |
Family
ID=12921335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63052671A Expired - Lifetime JP2648325B2 (ja) | 1988-03-08 | 1988-03-08 | 演算形ディジタル継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2648325B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100405440B1 (ko) * | 2001-08-08 | 2003-11-14 | 현대자동차주식회사 | 전자식 밸브 트레인 |
| JP6399974B2 (ja) * | 2015-07-02 | 2018-10-03 | 三菱電機株式会社 | 保護リレー装置 |
| WO2019207673A1 (ja) | 2018-04-25 | 2019-10-31 | 三菱電機株式会社 | 保護リレー |
| CN113376466B (zh) * | 2021-06-18 | 2022-08-16 | 四川华能宝兴河水电有限责任公司 | 一种频率对继电保护装置采样影响的校核方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61116929A (ja) * | 1984-11-12 | 1986-06-04 | 三菱電機株式会社 | デイジタル継電方式 |
| JPH0736668B2 (ja) * | 1985-03-25 | 1995-04-19 | 株式会社東芝 | デイジタル形保護継電器 |
-
1988
- 1988-03-08 JP JP63052671A patent/JP2648325B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01227613A (ja) | 1989-09-11 |
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Legal Events
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