JP3679915B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流を任意の周波数の交流に変換するインバータと、このインバータにより駆動される電動機とから主回路が構成される電力変換装置に係り、特に電動機の発生する電流およびトルクを安定化できるようにした電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、誘導電動機等の電動機は、本来、電流が干渉するため、共振点が存在する。通常、出力電圧の大きさと位相とが自由に制御できるＶＶＶＦ動作領域では、電流制御によって共振を抑制し、安定な動作を得ることができる。
【０００３】
しかしながら、出力電圧の大きさを固定する、あるいは出力電圧を最大に利用するＣＶＶＦ動作領域では、その出力電圧の大きさが一意に決まり、電流制御を施すことが不可能である。
【０００４】
この場合、電動機の特性から、与えるべき電圧を計算して出力電圧を与える制御方式、すなわち電圧フィードフォワード制御が用いられている。
【０００５】
このような電圧フィードフォワード制御においては、インバータの出力周波数付近に存在する電流の共振の影響が、電動機の発生するトルクに現われて、電流やトルクが不安定化する現象が見られる。
【０００６】
例えば、トルク指令を急変した際に、電流やトルクに脈動が確認される。これは、トルク指令に含まれる共振周波数成分が、電流やトルクに現われるためである。
【０００７】
そこで、このような問題を回避するために、トルク指令を緩やかに変化させることで、同共振周波数の成分を含まないトルク指令を与えるようにしている。逆に言えば、電流の共振のために、トルク応答が制限されている。
【０００８】
図１７は、ＣＶＶＦ動作の一例である、従来の１パルスベクトル制御を適用した電力変換装置の構成例を示すブロック図である。
【０００９】
なお、１パルスモードは、正弦波半周期に１パルスの電圧を出力するため、その出力電圧の大きさは、直流リンク電圧Ｖ_dcによって一意に決まる。
【００１０】
図１７において、単相電源１の単相交流を、単相コンバータ２により直流に変換し、直流コンデンサ３により平滑し、さらにインバータ４により交流に変換して、誘導電動機６を駆動する主回路構成となっている。
【００１１】
この場合、単相コンバータ２から直流コンデンサ３への電流に、電源周波数の２倍周波数の高調波を含むため、直流リンク電圧Ｖ_dcは電源周波数の２倍の周波数で脈動する。
【００１２】
一方、インバータ４を動作させて誘導電動機６を駆動する制御方式の一つとしては、いわゆるベクトル制御方式がある。ベクトル制御は、電流・電圧・磁束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ軸として定義される回転する座標系（以下、ｄｑ軸座標系と称する）上で制御を行なう。ｄ軸は磁束軸と呼ばれ、ｑ軸はトルク軸と呼ばれる。
【００１３】
ベクトル制御は、例えば“「電機機器工学II」、電気学会”等により公知の技術であり、多くの方式が存在する。例えば、その一つとして、滑り角周波数ω_s を適切に制御することで誘導電動機６の２次磁束をｄ軸に一致させる滑り周波数形ベクトル制御と呼ばれる構成のものがある。
【００１４】
次に、かかるベクトル制御の構成について、具体的に説明する。
【００１５】
図１７において、トルク基準Ｔ_m ^**は１次遅れフィルタ２７に入力されて、トルク指令値Ｔ_m ^* が得られる。また、２次磁束指令値φ_2d ^* とトルク指令値 Ｔ_m ^* とを入力とする滑り角周波演算器１０によって、滑り角周波数基準ω_s ^* が計算され、速度検出器７によって検出されたモータ速度ω_r と加算されることにより、インバータ４の出力角周波数ω_i が算出される。
【００１６】
このインバータ４の出力角周波数ω_i は、積分器１１によって積分され、固定座標系ａ軸から回転座標系ｄ軸までの位相角基準値θ_i ^* となる。
【００１７】
一方、２次磁束指令値φ_2d ^* を入力とするｄ軸電流指令演算器１２によって、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* が算出される。
【００１８】
また、ｑ軸電流指令演算器１３では、２次磁束指令値φ_2d ^* とトルク指令 Ｔ_m ^* とを入力として、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* が算出される。
【００１９】
さらに、ｄ軸電圧指令演算器１４とｑ軸電圧指令演算器１５では、ｄ軸電流値Ｉ_d ^* とｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* とを入力として、これらの電流を流すために必要なｄ軸出力電圧，ｑ軸出力電圧としてそれぞれ与えるべき値（以下、ｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値と称する）Ｖ_d ^* ，Ｖ_q ^* が算出される。
【００２０】
このｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^* ，Ｖ_q ^* は、例えば以下のような式に従って算出される。
【００２１】
【数１】

【００２２】
一方、座標系変換器１６では、ｄｑ軸回転座標系上での電圧指令値Ｖ_d ^* ， Ｖ_q ^* から、電圧指令値の大きさ｜Ｖ｜とｄ軸から出力電圧までの位相角の基準値（位相角基準）θ_v ^* が算出される。
【００２３】
そして、このｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角基準θ_v ^* は、固定座標系ａ軸から回転座標系ｄ軸までの位相角基準θ_i ^* と加算されて、固定座標系上での出力電圧位相角θ_i となる。
【００２４】
さらに、ゲート制御器１７では、出力電圧位相角θ_i によりゲート信号を発生する。
【００２５】
なお、図１７では、インバータ４が１パルスで動作する場合のベクトル制御系を構成している。そして、１パルス時のベクトル制御に関しては、例えば“「電圧固定モードでのベクトル制御」、Ｈ７電気学会産業応用部門全国大会、Ｎｏ．１９６”により公知である。
【００２６】
すなわち、インバータ４が１パルスモードであるとすると、ｄｑ軸出力電圧の大きさ｜Ｖ｜は、以下のような式により、直流リンク電圧Ｖ_dcによって一意に決まる。
【００２７】
【数２】

【００２８】
一方、直流電圧検出器８により検出された直流リンク電圧Ｖ_dcは、係数変換器２４に入力される。
【００２９】
係数変換器２４では、上記（２）式に従って、直流リンク電圧Ｖ_dcに係数をかけて、｜Ｖ｜_FIX が演算される。
【００３０】
磁束指令補正器９では、ｄｑ軸座標系上での与えるべき出力電圧指令値の大きさ｜Ｖ｜と、実際に出力する直流リンク電圧の大きさ｜Ｖ｜_FIX とを比較し、両者が一致するように２次磁束基準φ_d ^ref を補正して、２次磁束指令値φ_2d ^* が出力される。
【００３１】
以上が、１パルスモードにおけるベクトル制御の概要である。
【００３２】
ところで、トルクＴ_m の応答は、トルク基準Ｔ_m ^**を入力とするフィルタ２７の時定数により制限されている。そして、このフィルタ２７の時定数を上げることで、電流の不安定化が現われる。このため、電流が安定化する範囲の時定数を設定することが必要である。
【００３３】
以上のトルク指令急変における電流の不安定化は、電流共振の影響の一つである。そして、この電流共振の影響は、別なシステムにおいても確認することができる。
【００３４】
すなわち、単相電源（交流電源）１から単相コンバータ２によって直流を得るシステムでは、単相コンバータ２から直流コンデンサ３に流れる電流に高調波が重畳するため、直流リンク電圧が脈動する。そして、この直流リンク電圧の脈動が、誘導電動機６の制御に対する外乱として作用する。
【００３５】
この場合、脈動の周波数は、電流が単相の場合、電源周波数Ｆ_soの２倍の周波数２Ｆ_soである。そして、この周波数に、インバータ４の出力周波数、すなわち誘導電動機６の共振周波数が近くなる場合に、相電流のビート現像とトルクのリプルが発生して問題となる。この問題は、総じてビート現象と称されている。
【００３６】
例えば、“「コンバータ・インバータシステムにおけるビート現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部門Ｖｏｌ．１０９ Ｎｏ．５ Ｐ．３６３”では、相電流のビート現象に関して、その原因が相電圧に重畳する正負間のアンバランス電圧にあるとして、このアンバランスを除去する制御方式が提案されている。
【００３７】
以下に、従来のビート現象を抑制するための具体的な構成について説明する。
【００３８】
図１８は、従来のビートレス制御を適用した電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図１７と同一要素には同一符号を付して示している。
【００３９】
図１８において、単相電源１の単相交流を、単相コンバータ２により直流に変換し、さらにインバータ４により交流に変換して、誘導電動機６を駆動するシステムとなっている。
【００４０】
一方、滑り周波数制御器２９によって滑り角周波数基準ω_s ^* が計算され、速度検出器７により検出されたモータ角周波数ω_r と加算されることにより、インバータ４の出力角周波数基準ω_i ^* が算出される。
【００４１】
また、電圧検出器８によって検出された直流リンク電圧Ｖ_dcは、平均値演算器２８により平均値Ｖ_dcが算出され、変動量演算器１９によってその平均値からの変動量ΔＶ_dcが演算される。そして、この変動量ΔＶ_dcを平均値Ｖ_dcで割った値が、振幅位相補償器２３に入力される。
【００４２】
振幅位相補償器２３では、入力となる電源周波数Ｆ_soの２倍周波数２Ｆ_soの正弦波の振幅と位相を補償した正弦波が出力される。この出力は、インバータ角周波数への補償値Δω_i であり、インバータ角周波数基準ω_i ^* に加算されて、インバータ出力角周波数ω_i となる。そして、このインバータ出力角周波数ω_i は積分器１１により積分されて、ａｂ軸座標系上での出力電圧の位相角θ_i となり、ゲート制御器１７への入力となる。
【００４３】
ところで、従来は、ビート現象は、出力電圧の正負間のアンバランスによって発生するものと考えられ、その抑制法としては、出力電圧の正負間アンバランスを除去する手段を提供するものである。
【００４４】
しかしながら、ビート現象は、誘導電動機本来の電流共振周波数と、外乱として作用する直流リンク電圧の脈動の周波数とが一致するために発生するものと考えるべきである。
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の電力変換装置においては、誘導電動機の本質的な特性である電流共振の影響により、電流およびトルクが不安定化することで、トルクの速応性が制限されている。
【００４６】
また、直流リンク電圧の脈動に起因するビート現象の抑制に関しても、現象の本質を見抜いておらず、電流の共振を抑制するという観点からの補償は行なわれていない。
【００４７】
本発明の目的は、インバータのＣＶＶＦ動作における電流を安定化し、トルクリプルを抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。
【００４８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、請求項１に対応する発明では、単相交流電源出力を整流してインバータの直流側に直流を入力するコンバータと、前記直流を任意の周波数の交流に変換するインバータと、当該インバータにより駆動される電動機とから主回路を構成し、
ｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸回転座標上で前記インバータの制御を行なうベクトル制御手段を備えて構成される電力変換装置において、
前記ベクトル制御手段として、
磁束指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値を演算する手段と、
前記磁束指令値とトルク指令値とに基づいて、ｑ軸電流指令値を演算する手段と、
前記ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づいて、当該電流を流すために必要なｄ軸出力電圧として与えるべき値を演算する手段と、
前記ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づいて、当該電流を流すために必要なｑ軸出力電圧として与えるべき値を演算する手段と、
前記ｄ軸出力電圧として与えるべき値とｑ軸出力電圧として与えるべき値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角を演算する手段と、
前記インバータの出力周波数に基づいて、ａｂ軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相角を演算する手段と、
前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角と、前記ａｂ軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相角とに基づいて、前記インバータのゲートを制御する手段と、
前記ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流と、前記ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なくとも一方の指令値とに基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算するものであって、前記ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との偏差であるｑ軸電流偏差を演算する手段と、前記ｑ軸電流偏差に基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段を備えた前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段と、
前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段の入力側に付加し、前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理するものであって、前記コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動と同一の周波数成分付近のみを抽出するフィルタ処理手段と、
前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値へ重畳する手段とを備えている。
【００４９】
請求項１の発明の電力変換装置においては、次のような作用効果が得られる。
１）ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流と、ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なくとも一方の指令値とを基に、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算し、この補償量をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値へ重畳することにより、電流およびトルクを安定化することができる。
２）ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との偏差を演算し、このｑ軸電流偏差を基にｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算することにより、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合に、その周波数を避けることで、電流およびトルクを安定化することができる。
３）コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動と同一の周波数成分付近のみを抽出するフィルタ処理手段とすることにより、上記請求項３、請求項６の発明の電力変換装置と同様に、電流およびトルクを安定化することができる。
４）直流リンク電圧が脈動する場合、その脈動周波数域のみをフィードバックすることにより、他の周波数帯の特性に何ら変化を与えずに、直流リンク電圧の脈動に起因したビート現象を抑制することができる。
【００５０】
また、請求項２の発明では、前記請求項１に記載の電力変換装置において、
前記ｑ軸電流偏差に基づいてｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段としては、
前記コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈動の周波数よりも前記インバータの出力周波数がある値以上低い場合には、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を零とする手段から構成する。
【００５１】
従って、請求項２の発明の電力変換装置においては、直流リンク電圧の脈動の周波数よりもインバータの出力周波数がある値以上低い場合には、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を零とすることにより、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合にはその周波数を避けることで、電流およびトルクを安定化することができる。
【００５２】
さらに、請求項３の発明では、前記請求項１に記載の電力変換装置において、
前記ｑ軸電流偏差に基づいてｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段としては、
前記ｑ軸電流偏差を入力とし、当該ｑ軸電流偏差を比例ゲイン倍して前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量として演算する手段と、
前記コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈動の周波数と前記インバータの出力周波数とがほぼ一致する付近で、前記比例ゲインを正または負に変化させる手段と、
から構成する。
【００５３】
従って、請求項３の発明の電力変換装置においては、ｑ軸電流偏差を比例ゲイン倍してｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量として演算し、コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈動の周波数とインバータの出力周波数とがほぼ一致する付近で、比例ゲインを正または負に変化させることにより、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合に、その周波数を避けることで、電流およびトルクを安定化することができる。
【００５４】
一方、請求項４の発明では、前記請求項１に記載の電力変換装置において、
前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段の入力側に、前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理するものであって、前記インバータの出力周波数付近の周波数成分のみを抽出するフィルタ処理手段を設けた。
【００５５】
従って、請求項４の発明の電力変換装置においては、フィルタ処理する手段を、インバータの出力周波数付近の周波数成分のみを抽出するフィルタ処理手段とすることにより、電流およびトルクを安定化することができる。さらに、電流不安定化の根元たるインバータの出力周波数域のみをフィードバックすることにより、他の周波数帯の特性に何ら変化を与えずに、電流を安定化することができる。
【００５６】
また、請求項５の発明では、前記請求項１に記載の電力変換装置において、
前記コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動の周波数と同一の周波数成分を前記ｄ軸電流指令値に重畳する手段を付加して成る。
【００５７】
従って、請求項５の発明の電力変換装置においては、交流電源出力を整流してインバータの直流側に直流を入力するコンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動の周波数と同一の周波数成分をｄ軸電流指令値に重畳することにより、電流共振を抑制することが可能となるため、電流およびトルクを安定化することができる。また、直流リンク電圧が脈動する条件下で、故意にｄ軸電流を脈動させることにより、トルク電流やトルクの脈動を完全に抑制することができる。
【００５８】
一方、請求項６の発明では、前記請求項５に記載の電力変換装置において、
前記ｄ軸電流指令値に重畳する手段としては、
直流リンク電圧の脈動を抽出する手段と、
前記脈動の振幅を補償する手段と、
前記振幅を補償された脈動量に対し位相を補償する手段と、
前記振幅と位相が補償された値を前記ｄ軸電流指令値へ重畳する手段と、
から構成する。
【００５９】
従って、請求項６の発明の電力変換装置においては、直流リンク電圧の脈動を抽出し、この脈動の振幅を補償し、さらに位相を補償し、この振幅と位相が補償された値をｄ軸電流指令値へ重畳することにより、電流共振を抑制することが可能となるため、電流およびトルクを安定化することができる。また、直流リンク電圧が脈動する条件下で、故意にｄ軸電流を脈動することにより、トルク電流やトルクの脈動を完全に抑制することができる。
【００７２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００７３】
（第１の実施の形態：請求項１乃至請求項３に対応）
図１は、本実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図１７と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００７４】
図１において、電流検出器５により、誘導電動機６に流れる相電流Ｉ_u ，Ｉ_w を検出する。
【００７５】
また、座標系変換器２０により、電流検出器５によって検出された相電流Ｉ_u ，Ｉ_w を、ｄｑ軸座標系上でのｄ軸電流値Ｉ_d ，ｑ軸電流値Ｉ_q に変換する。
【００７６】
一方、座標系変換器２０からのｄ軸電流値Ｉ_d と、前記ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* との偏差をとり、この偏差をｄ軸電流制御器２１へ入力する。
【００７７】
ｄ軸電流制御器２１では、以下の（３）式に示すような比例制御や、（４）式に示すような比例積分制御を行なう。
【００７８】
【数３】

【００７９】
【数４】

【００８０】
以上により、ｄ軸電流制御器２１からの出力は、ｄｑ軸座標系上における出力電圧の位相角の補償量Δθ_v となる。
【００８１】
このｄ軸電流制御器２１からの出力であるｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角補償量Δθ_v を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値（位相角基準）θ_v ^* と加算して、ｄｑ軸座標系上における出力電圧の位相角θ_v を得る。
【００８２】
そして、この位相角θ_v を、前記固定座標系ａ軸に対する回転座標系ｄ軸までの位相角基準θ_i ^* と加算して、固定座標系上での出力電圧の位相角θ_i を得る。
【００８３】
さらに、ゲート制御器１７は、この出力電圧の位相角θ_i により、インバータ４のゲート信号を発生する。
【００８４】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用（ｄｑ軸電流と誘導電動機６の発生トルクが安定化できる原理）について、図２乃至図６を用いて説明する。
【００８５】
まず、はじめに誘導電動機６の特性について述べる。
【００８６】
誘導電動機６の特性方程式は、以下のような式で表わされる。
【００８７】
【数５】

【００８８】
【数６】

【００８９】
簡単のため、電流に関する特性方程式を抜き出す。
【００９０】
【数７】

【００９１】
この系は２次系であり、固有周波数ω_n 、減衰率ζは、以下のように表わされる。
【００９２】
【数８】

【００９３】
【数９】

【００９４】
ある誘導電動機を例にとると、Ｒ₁₂／σＬ₁ ＝５５［ｒａｄ／ｓ］程度であり、オーダーとしてω_i ＝８．８［Ｈｚ］程度に相当する。
【００９５】
中高速では、Ｒ₁₂／σＬ₁ 項をω_i に対して無視すると、以下のような近似式が得られる。
【００９６】
【数１０】

【００９７】
【数１１】

【００９８】
減衰率ζは、０．１付近と非常に小さくなるため、共振系となる。共振周波数は、およそインバータ周波数付近である。
【００９９】
図２は、ある誘導電動機のｑ軸出力電圧からｑ軸電流までのボード線図の一例を示す図である。
【０１００】
なお、ｑ軸電流までのボード線図を示すのは、ｑ軸電流がトルク電流とも呼ばれ、トルクの過渡応答に大きく影響するためである。また、図２は、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚの場合を示している。
【０１０１】
図２から、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚであるため、１００Ｈｚ付近に共振が存在し、１００Ｈｚ付近のゲインが局所的に大きいことが確認できる。
【０１０２】
ここで、ｄ軸電流の偏差を、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へ補償する場合について考える。
【０１０３】
ｄ軸電流制御器２１は、（３）式のように比例制御であるとする。また、説明の簡単のため、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角θ_v ^* が９０度であると仮定すると、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の補償量Δθ_v とｄｑ軸出力電圧との関係は、次のようになる。
【０１０４】
【数１２】

【０１０５】
上記（７）式と（１２）式とより、特性方程式は、次式のように書き換えられる。
【０１０６】
【数１３】

【０１０７】
この状態における固有周波数ω_n と減衰率ζが、次のように求められる。
【０１０８】
【数１４】

【０１０９】
【数１５】

【０１１０】
前述と同様に、Ｒ₁₂／σＬ₁ ＜＜ω_i を仮定し、固有周波数ω_n と減衰率ζを近似すると、次のような式が得られる。
【０１１１】
【数１６】

【０１１２】
【数１７】

【０１１３】
以上から、比例ゲインＫ_p によって、減衰率ζを操作することができることがわかる。
【０１１４】
図３は、比例ゲインＫ_p を０とした場合と、負の値をとった場合のｑ軸出力電圧Ｖ_q からｑ軸電流Ｉ_q までのボード線図の一例を示す図である。
【０１１５】
図３から、比例ゲインＫ_p を零から負として与えることにより、共振のピークが低く抑制されていく様子が確認できる。
【０１１６】
以上は、誘導電動機６の特性の中で、１次電流の抑制のみについて考慮している。実際には、２次磁束の特性が干渉するのであるが、２次磁束の応答は非常に遅いため、極低周波の領域のみが干渉される。よって、電流の共振点付近が干渉されることは実用上ないと言える。
【０１１７】
実際、図２および図３に示すボード線図は、磁束の特性を考慮した完全な誘導電動機を想定するものである。
【０１１８】
図４および図５は、本実施の形態の有効性を示すシミュレーションの一例を示す図である。
【０１１９】
図４は、ｄ軸電流の偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へフィードバック補償しない場合のトルク指令値ステップ応答である。
【０１２０】
図４に示すように、トルク指令値Ｔ_m ^* が急変するため、そこに含まれる電流共振周波数成分が、トルク電流やトルクの脈動となって現われている。
【０１２１】
図５は、ｄ軸電流の偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバック補償する場合のトルク指令値ステップ応答である。
【０１２２】
図５に示すように、トルク電流やトルクの脈動が抑制されていることが確認できる。
【０１２３】
図６は、交流電車システムにおけるシミュレーションの一例を示す図である。
【０１２４】
交流電車では、単相コンバータ２の整流に起因して、直流リンク電圧Ｖ_dcが電源周波数の２倍の周波数で脈動する。図６の例は、６０Ｈｚ電源を想定したものであるため、直流リンク電圧Ｖ_dcは１２０Ｈｚで脈動している。この例では、インバータ４の出力周波数も１２０Ｈｚ付近にある。電流の共振点は、通常インバータ４の出力周波数付近に存在する。
【０１２５】
よって、直流リンク電圧Ｖ_dcの１２０Ｈｚの脈動と電流の共振周波数とがほぼ一致するため、大きなトルク電流リプルやトルクリプルが発生している。また、誘導電動機６の相電流Ｉ_u にも大きなビートが生じていることが確認できる。
【０１２６】
これらが、いわゆるビート現象である。ｔ＝０．２［ｓ］までは、Ｋ_p ＝０として、フィードバック補償を無効化している。Ｋ_p ＝０の領域に対し、Ｋ_p ＜０とすることにより、トルク電流やトルクの脈動が抑制されていることが確認できる。
【０１２７】
以上により、電流の共振を抑制し、電流の安定化を図ることができる。また、トルクは、２次磁束と１次電流との外積により決まる。そして、２次磁束の応答は遅いため、電流を安定化することによって、トルクの安定化を図ることができる。
【０１２８】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置では、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* とｄ軸電流値Ｉ_d との偏差を演算し、このｄ軸電流偏差を基に、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量Δθ_v を演算するようにしているので、電流の安定化を図ることが可能となり、トルク応答の高速化を期待することができる。
【０１２９】
その波及効果として、例えば電車への応用とする場合には、トルク応答が高速化されることで、車輪がレールに対して滑らずに制御を行なう空転抑制制御において、より小さな空転状態において補償を行なうことが可能となり、速度の向上や高加減速運転を実現することができる。
【０１３０】
また、交流電車においては、ビート現象であるトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、騒音の低減、機械系および電気系の故障率の低下を期待することができる。
【０１３１】
その結果、電車の乗客にとっては、乗り心地の改善効果が得られることになる。
【０１３２】
（第２の実施の形態：請求項４、請求項５に対応）
図７は、本実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１３３】
なお、本実施の形態において、単相コンバータ２により制御される直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動をしているものとする。単相電源１であり、単相コンバータ２を用いて交直変換する場合には、電源周波数Ｆ_soの２倍の周波数２Ｆ_soにより直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する。そして、前述したように、この直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動は、誘導電動機６の相電流Ｉ_u ，Ｉ_w のビートやトルクＴ_m の脈動となって現われる。
【０１３４】
図２において、直流電圧検出器８によって検出された直流リンク電圧Ｖ_dcを、脈動正弦波抽出器２５に入力する。
【０１３５】
脈動正弦波抽出器２５では、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動分の正弦波ΔＶ_dcを抽出して出力する。
【０１３６】
そして、この出力された正弦波ΔＶ_dcを、振幅位相補償器２３に入力してその振幅をＫ倍し、さらに位相をＰだけ補償する。この振幅および位相が補償された正弦波は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* への重畳量ΔＩ_d ^* となる。
【０１３７】
図８は、直流リンク電圧の脈動量ΔＶ_dcとｄ軸電流指令値への重畳量ΔＩ_d ^* との関係の一例を示す概念図である。
【０１３８】
図８では、脈動正弦波抽出器２５により抽出された脈動の正弦波ΔＶ_dcに対して、振幅がＫ倍され、位相がＰだけ遅れた補償の様子を示している。
【０１３９】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用（電流あるいはトルクが安定化すること）について、図９およびを用いて説明する。
【０１４０】
直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する条件下では、トルクＴ_m の脈動を抑制するためには、ｄｑ軸座標系上でのｑ軸電流、すなわちトルク電流Ｉ_q を一定に制御することが必要である。トルクは、１次電流と２次磁束との外積で表わされる。
【０１４１】
ベクトル制御は、ｄ軸と２次磁束軸とを一致させて制御を行なうため、トルクは以下のように表わすことができる。
【０１４２】
【数１８】

【０１４３】
このうち、２次磁束の応答は比較的遅く、数百ｍｓ程度の時定数である。直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動が１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚであるため、その２次磁束への影響は極く小さい。このため、トルク電流Ｉ_q を一定に制御することにより、トルク脈動を抑制することができる。
【０１４４】
ここでは、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する条件下で、トルク電流Ｉ_q を一定に制御する原理について示す。
【０１４５】
ベクトル制御と同様に、ｄｑ軸回転座標系を導入する。ベクトル制御が施されるため、ｄ軸は、２次磁束軸に一致するものとする。
【０１４６】
【数１９】

【０１４７】
【数２０】

【０１４８】
【数２１】

【０１４９】
ここで、ｄ軸から出力電圧までの位相角基準θ_v ^* は、トルク指令Ｔ_m ^* の大きさやロータ周波数Ｆ_r 等に依存し、８０［ｄｅｇ］から１１０［ｄｅｇ］付近の値をとる。
【０１５０】
θ_v ^* ＝９０［ｄｅｇ］の場合を例外として、直流リンク電圧の脈動ΔＶ_dcは、ｄ軸出力電圧Ｖ_d ，ｑ軸出力電圧Ｖ_q の脈動ΔＶ_d ，ΔＶ_q となって現われる。
【０１５１】
ただし、その影響の度合いは、ｄ軸から出力電圧までの位相角基準θ_v ^* 、すなわちトルク指令Ｔ_m ^* やロータ周波数Ｆ_r といった状況に依存して変化することになる。
【０１５２】
以上により、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動によって、ｄ軸出力電圧Ｖ_d とｑ軸出力電圧Ｖ_q が脈動することがわかる。
【０１５３】
次に、これらｄ軸出力電圧Ｖ_d ，ｑ軸出力電圧Ｖ_q の脈動の影響が、ｄ軸電流Ｉ_d ，ｑ軸電流Ｉ_q に与える影響について示す。
【０１５４】
図１０は、２次磁束の特性を省いたｄ軸電流Ｉ_d ，ｑ軸電流Ｉ_q に関する特性の一例を示すブロック図である。
【０１５５】
前述のように、トルクＴ_m を一定に制御するためには、トルク電流Ｉ_q を一定に制御することが不可欠である。
【０１５６】
図１０から、ｑ軸出力電圧Ｖ_q 、ｄ軸電流Ｉ_d 、ｑ軸電流Ｉ_q との関係は、仮想的なｑ軸電流基準をＩ_q2とすることにより、以下のように表わすことが可能である。
【０１５７】
【数２２】

【０１５８】
【数２３】

【０１５９】
トルク電流Ｉ_q は、仮想的なトルク電流基準Ｉ_q2に対して、１次遅れの関係にある。これより、トルク電流Ｉ_q を一定にするためには、仮想的なトルク電流基準Ｉ_q2を一定にすることが不可欠である。一方、仮想的なトルク電流基準Ｉ_q2は、ｑ軸出力電圧Ｖ_q とｄ軸電流Ｉ_d との差により表わされる。
【０１６０】
前述のように、ｑ軸出力電力Ｖ_q は、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動によって、その脈動と同一の周波数により脈動する。このため、仮想的なトルク電流基準Ｉ_q2を一定にするためには、ｄ軸電流Ｉ_d を直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数と同一の周波数により脈動させることが必要となる。
【０１６１】
以上により、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する条件下で、トルクＴ_m を一定に制御するためには、ｄ軸電流Ｉ_d を直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動周波数により脈動させることが不可欠であることになる。
【０１６２】
従って、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* は、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動と同一の周波数の脈動分を重畳することによって、トルクＴ_m の脈動を抑制することが可能となる。
【０１６３】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置では、前記第１の実施の形態の場合と同様の効果が得られるのに加えて、単相電源１出力を整流してインバータ４の直流側に直流を入力する単相コンバータ２の整流に起因する直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数と同一の周波数成分をｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* に重畳するようにしているので、電流共振を抑制することができるため、電流およびトルクを安定化することが可能となる。
【０１６４】
また、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する条件下で、故意にｄ軸電流を脈動させるようにしているので、トルク電流およびトルクの脈動を完全に抑制することが可能となる。
【０１６５】
（第３の実施の形態：請求項６に対応）
図１１は、本実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図であり、図１および図１７と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１６６】
図１１において、電流検出器５により、誘導電動機６に流れる相電流Ｉ_u ， Ｉ_w を検出する。
【０１６７】
また、座標系変換器２０により、電流検出器５によって検出された相電流Ｉ_u ，Ｉ_w を、ｄｑ軸座標系上でのｄ軸電流値Ｉ_d ，ｑ軸電流値Ｉ_q に変換する。
【０１６８】
一方、座標系変換器２０からのｑ軸電流値Ｉ_q と、前記ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* との偏差であるｑ軸電流偏差をとり、このｑ軸電流偏差をｑ軸電流制御器２２へ入力する。
【０１６９】
ｑ軸電流制御器２２では、以下の（２４）式に示すような比例制御や、（２５）式に示すような比例積分制御を行なう。
【０１７０】
【数２４】

【０１７１】
【数２５】

【０１７２】
以上により、ｑ軸電流制御器２２からの出力は、ｄｑ軸座標系上における出力電圧の位相角の補償量Δθ_v となる。
【０１７３】
このｑ軸電流制御器２２からの出力であるｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角補償量Δθ_v を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値（位相角基準）θ_v ^* と加算して、ｄｑ軸座標系上における出力電圧の位相角θ_v を得る。
【０１７４】
そして、この位相角θ_v を、前記固定座標系ａ軸に対する回転座標系ｄ軸までの位相角基準θ_i ^* と加算して、固定座標系上での出力電圧の位相角θ_i を得る。
【０１７５】
さらに、ゲート制御器１７は、この出力電圧の位相角θ_i により、インバータ４のゲート信号を発生する。
【０１７６】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用（ｄｑ軸電流と誘導電動機６の発生トルクが安定化できる原理）について説明する。
【０１７７】
前記第１の実施の形態の場合と同様に、ｑ軸電流Ｉ_q をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へフィードバックした場合の１次電流に関する特性方程式は、以下のような式で表わすことができる。
【０１７８】
【数２６】

【０１７９】
系の固有周波数ω_n と減衰率ζは、以下のように表わされる。
【０１８０】
【数２７】

【０１８１】
【数２８】

【０１８２】
前述と同様に、Ｒ₁₂／σＬ₁ ＜＜ω_i を仮定し、固有周波数ω_n と減衰率ζを近似すると、次のような式が得られる。
【０１８３】
【数２９】

【０１８４】
【数３０】

【０１８５】
以上から、比例ゲインＫ_p によって、固有周波数ω_n を操作することができることがわかる。
【０１８６】
図１２は、比例ゲインＫ_p を０とした場合と、正の値と負の値をとった場合のｑ軸出力電圧Ｖ_q からｑ軸電流Ｉ_q までのボード線図の一例を示す図である。
【０１８７】
図１２から、比例ゲインＫ_p を正とすることによって共振周波数を上昇させ、比例ゲインＫ_p を負とすることによって共振周波数を下降させることが可能であることがわかる。
【０１８８】
以上により、外乱が特定の周波数を持つ場合に、電流の共振周波数が外乱の周波数を避けるように制御することができる。このため、外乱の影響によって電流が不安定化する影響を抑制することができ、電流、すなわちトルクを安定化することができる。
【０１８９】
図１３は、交流電車システムにおけるシミュレーションの一例を示す図である。
【０１９０】
交流電車では、単相コンバータ２の整流に起因して、直流リンク電圧Ｖ_dcが電源周波数の２倍の周波数で脈動する。図１３の例は、６０Ｈｚ電源を想定したものであるため、直流リンク電圧Ｖ_dcは１２０Ｈｚで脈動している。この例では、インバータ４の出力周波数も１２０Ｈｚ付近にある。電流の共振点は、通常インバータ４の出力周波数付近に存在する。
【０１９１】
よって、直流リンク電圧Ｖ_dcの１２０Ｈｚの脈動と電流の共振周波数とがほぼ一致するため、大きなトルク電流リプルやトルクリプルが発生している。また、誘導電動機６の相電流Ｉ_u にも大きなビートが生じていることが確認できる。
【０１９２】
これらが、いわゆるビート現象である。ｔ＝０．２［ｓ］以上では、ｑ軸電流フィードバックの比例ゲインＫ_p を正として与えている。これは、前述のように、共振周波数を上昇させる効果がある。
【０１９３】
これにより、直流リンク電圧Ｖ_dcの１２０Ｈｚの脈動と電流共振周波数とが離れるために、トルク電流リプルやトルクリプルが抑制されていることが確認できる。また、誘導電動機６の相電流のビートも抑制されていることが確認できる。
【０１９４】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置では、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^* とｑ軸電流値Ｉ_q との偏差を演算し、このｑ軸電流偏差を基にｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量Δθ_v を演算するようにしているので、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合に、その周波数を避けることで、電流およびトルクを安定化することが可能となる。
【０１９５】
その波及効果として、例えば電車への応用とする場合には、トルク応答が高速化されることで、車輪がレールに対して滑らずに制御を行なう空転抑制制御において、より小さな空転状態において補償を行なうことが可能となり、速度の向上や高加減速運転を実現することができる。
【０１９６】
また、交流電車においては、ビート現象であるトルク脈動を抑制することが可能となる。これにより、騒音の低減、機械系および電気系の故障率の低下を期待することができる。
【０１９７】
その結果、電車の乗客にとっては、乗り心地の改善効果が得られることになる。
【０１９８】
（第４の実施の形態：請求項７に対応）
本実施の形態による電力変換装置は、前記ｑ軸電流値Ｉ_q とｑ軸電流指令値 Ｉ_q ^* との偏差であるｑ軸電流偏差をｑ軸電流制御器２２へ入力し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する部分に関しては、前記第３の実施の形態の場合と同様であり、ｑ軸電流制御器２２の補償法に関する部分のみが異なるものである。
【０１９９】
すなわち、前記第３の実施の形態においては、ｑ軸電流偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へフィードバックすることにより、電流の共振周波数を変化させることができる点について示したが、本実施の形態の電力変換装置においては、ｑ軸電流制御器２２中の比例ゲインＫ_p に関して、例えば図１４に示すような値を設定するものとする。
【０２００】
図１４は、例えば直流リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動していると仮定した場合の図を示している。
【０２０１】
図１４では、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００［Ｈｚ］のやや手前１００−α［Ｈｚ］（α＞０）まで比例ゲインＫ_p を０とし、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００−α［Ｈｚ］を超えた時点から比例ゲインＫ_p を正とすることを示している。
【０２０２】
ここで、比例ゲインＫ_p ＝０とすることは、何ら補償を行なわないことと等価である。
【０２０３】
【数３１】

【０２０４】
以上により、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００−α［Ｈｚ］よりも低い領域では、電流の共振周波数を操作せず、インバータ４の出力周波数が１００−α［Ｈｚ］よりも高い領域では、電流の共振周波数をより高くすることができる。
【０２０５】
電流の共振周波数は、前述のようにインバータ４の出力周波数Ｆ_i とほぼ一致する。よって、直流リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動するような条件下では、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚから離れるに従って、電流の不安定化は抑制される。
【０２０６】
従って、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００−α［Ｈｚ］まで何ら制御を行なわず、電流の共振が問題となる領域において、比例ゲインＫ_p を正に与えることにより、電流共振周波数と直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動周波数とが一致することを避け、電流を安定化することができる。
【０２０７】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置では、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数よりもインバータ４の出力周波数がある値以上低い場合には、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を零とするようにしているので、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合にはその周波数を避けることで、電流およびトルクを安定化することが可能となる。
【０２０８】
（第５の実施の形態：請求項８に対応）
本実施の形態による電力変換装置は、前記ｑ軸電流値Ｉ_q とｑ軸電流指令値 Ｉ_q ^* との偏差であるｑ軸電流偏差をｑ軸電流制御器２２へ入力し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する部分に関しては、前記第３の実施の形態の場合と同様であり、ｑ軸電流制御器２２の補償法に関する部分のみが異なるものである。
【０２０９】
すなわち、前記第３の実施の形態においては、ｑ軸電流偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へフィードバックすることにより、電流の共振周波数を変化させることができる点について示したが、本実施の形態の電力変換装置においては、ｑ軸電流制御器２２中の比例ゲインＫ_p に関して、例えば図１５に示すような値を設定するものとする。
【０２１０】
図１５は、例えば直流リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動していると仮定した場合の図を示している。
【０２１１】
図１５では、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚまで比例ゲインＫ_p を負とし、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚを超えた時点から比例ゲインＫ_p を正とすることを示している。
【０２１２】
【数３２】

【０２１３】
以上により、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚよりも低い領域では、電流の共振周波数をより低くし、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚよりも高い領域では、電流の共振周波数をより高くすることができる。
【０２１４】
電流の共振周波数は、前述のようにインバータ４の出力周波数Ｆ_i とほぼ一致する。よって、直流リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動するような条件下では、電流の共振周波数が１００Ｈｚから離れるに従って、電流の不安定化は抑制される。
【０２１５】
従って、インバータ４の出力周波数Ｆ_i が１００Ｈｚとなる点を境にして、比例ゲインＫ_p の正負を入れ替えることにより、電流共振周波数と直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動周波数とが一致することを避け、電流を安定化することができる。
【０２１６】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置では、ｑ軸電流偏差を比例ゲインＫ_p 倍してｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量として演算し、単相コンバータ２の整流に起因して発生する直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の周波数とインバータ４の出力周波数とがほぼ一致する付近で、比例ゲインＫ_p を正または負に変化させるようにしているので、電流共振の周波数を可変に制御できるため、外乱が特定の周波数を持つ場合に、その周波数を避けることで、電流およびトルクを安定化することが可能となる。
【０２１７】
（第６の実施の形態：請求項９乃至請求項１２に対応）
図１６は、本実施の形態による電力変換装置の主要部の構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０２１８】
図１の第１の実施の形態では、ｄ軸電流値Ｉ_d とｄ軸電流指令値 Ｉ_d ^* との偏差であるｄ軸電流偏差をｄ軸電流制御器２１へ直接に入力しているのに対して、本実施の形態では、図１６に示すように、ｄ軸電流値Ｉ_d とｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* との偏差であるｄ軸電流偏差を、フィルタ２６によりフィルタ処理してｄ軸電流制御器２１へ入力している点が異なる。
【０２１９】
すなわち、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^* からｄ軸電流Ｉ_d を差し引いてｄ軸電流偏差ｄＩｄを演算し、このｄ軸電流偏差ｄＩｄをフィルタ２６へ入力する。
【０２２０】
そして、フィルタ２６の出力ｄＩｄＦをｄ軸電流制御器２１へ入力し、その出力がｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量Δθ_v となる。
【０２２１】
ここで、フィルタ２６は、直流分をカットするハイパス特性を有するものとしている。このハイパス特性を有するフィルタ２６としては、例えば以下のような伝達関数を持つものとする。
【０２２２】
【数３３】

【０２２３】
ただし、ｇはカットオフ周波数である。
【０２２４】
以上により、ｄｑ軸電流のフィードバックの影響が角電流値、磁束量、トルクといった状態量の直流分に対して影響を与えず、特定な脈動成分や過渡的な振動にのみ作用する。
【０２２５】
よって、定常特性に影響を与えずに、電流あるいはトルクの安定化を図ることができる。
【０２２６】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置では、安定化したい周波数帯のみをフィードバックするようにしているので、他の周波数域の特性を変化させずに、電流を安定化することが可能となる。
【０２２７】
特に、この場合、直流分をカットしてフィードバックするようにしているので、定常状態での特性に何ら変化を与えずに、電流を安定化することが可能となる。
【０２２８】
（変形例１）
上記においては、フィルタ１６として、直流分をカットするハイパス特性を有するものとしているのに対して、本例では、フィルタ１６として、単相コンバータ２の整流に起因する直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動と同一の周波数成分付近のみを抽出するバンドパス特性を有するものとしている。
【０２２９】
バンドパス特性を有するフィルタ２６としては、例えば以下のような伝達関数を持つものとする。
【０２３０】
【数３４】

【０２３１】
ただし、Ｆは特性周波数、ＱはいわゆるバンドパスフィルタのＱ値である。
【０２３２】
ここで、例えば直流リンク電圧Ｖ_dcが１００Ｈｚで脈動しているとすると、以下のような設定を行なうものとする。
【０２３３】
【数３５】

【０２３４】
以上により、ｄｑ軸電流のフィードバックは、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動周波数成分のみに作用する。
【０２３５】
よって、他の特性に何ら影響を与えずに、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動の影響のみをｄｑ軸電流フィードバックによって抑制することができる。
【０２３６】
上述したように、本電力変換装置でも、安定化したい周波数帯のみをフィードバックするようにしているので、他の周波数域の特性を変化させずに、電流を安定化することが可能となる。
【０２３７】
特に、この場合、直流リンク電圧Ｖ_dcが脈動する場合に、その脈動と同一周波数域のみをフィードバックするようにしているので、他の周波数帯の特性に何ら変化を与えずに、直流リンク電圧Ｖ_dcの脈動に起因したビート現象を抑制することが可能となる。
【０２３８】
（変形例２）
前述の（３５）式では、バンドパスフィルタの特性周波数を、直流リンク電圧Ｖ_dc等の特定な外乱の周波数に設定することにより、特定外乱の影響を抑制しているのに対して、本例では、バンドパスフィルタの特性周波数をインバータ４の出力周波数付近の周波数に設定するものとしている。
【０２３９】
【数３６】

【０２４０】
以上により、バンドパスフィルタは、インバータ４の出力周波数Ｆ_i ［Ｈｚ］付近の信号のみを抽出する。前述のように、電流共振数はインバータ４の出力周波数Ｆ_i 付近であるため、特にこのインバータ４の出力周波数Ｆ_i ［Ｈｚ］が問題となる。
【０２４１】
よって、ｄｑ軸電流のフィードバックは電流共振周波数付近の周波数成分のみに作用するため、他の基本特性に影響を与えずに電流の安定化を図ることができる。
【０２４２】
上述したように、本電力変換装置でも、安定化したい周波数帯のみをフィードバックするようにしているので、他の周波数域の特性を変化させずに、電流を安定化することが可能となる。
【０２４３】
特に、この場合、電流不安定化の根元たるインバータ４の出力周波数域のみをフィードバックするようにしているので、他の周波数帯の特性に何ら変化を与えずに、電流を安定化することが可能となる。
【０２４４】
（その他の実施の形態）
（ａ）前記第１の実施の形態では、電動機の一例として、誘導電動機を駆動するシステムに本発明を適用する場合について説明したが、これに限らず、永久磁石電動機、同期電動機、リラクランス電動機等、他の電動機を駆動するシステムについても、本発明を同様に適用して前述の場合と同様な作用効果を得ることが可能であることは言うまでもない。
【０２４５】
（ｂ）前記第６の実施の形態では、本発明をｄ軸電流偏差に対してフィルタ処理を行なう場合について説明したが、これに限らず、前記図１１に示すようなｑ軸電流偏差に対してフィルタ処理を行なう場合についても、本発明を同様に適用して前述の場合と同様な作用効果を得ることが可能であることは言うまでもない。
【０２４６】
（ｃ）前記第１の実施の形態、または第３の実施の形態では、ｄ軸電流とｄ軸電流指令値とに基づいて、またはｑ軸電流とｑ軸電流指令値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧を制御する場合について説明したが、これに限らず、ｄ軸電流およびｑ軸電流と、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧を制御することも可能であることは言うまでもない。
【０２４７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力変換装置によれば、インバータのＣＶＶＦ動作における電流を安定化し、トルクリプルを抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】インバータ周波数１００［Ｈｚ］時のｑ軸出力電圧からｑ軸電流までのボード線図。
【図３】ｄ軸出力電圧の偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバックする場合のｑ軸出力電圧からｑ軸電流までのボード線図。
【図４】ｄ軸電流偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバック補償しない場合のトルク指令値のステップ応答の一例を示す図。
【図５】ｄ軸電流偏差をｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角へフィードバック補償する場合のトルク指令値のステップ応答の一例を示す図。
【図６】直流リンク電圧が脈動する条件下で、ｄ軸電流偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバック補償する場合の応答の一例を示す図。
【図７】本発明による電力変換装置の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図８】直流リンク電圧の脈動量と、ｄ軸電流指令値への重畳量との関係の一例を示す図。
【図９】ｄｑ軸座標系上における出力電圧と出力電圧基準、出力電圧脈動との関係を示す図。
【図１０】誘導電動機のｄｑ軸電流に関する特性の一例を示すブロック図。
【図１１】本発明による電力変換装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図１２】ｑ軸電流の偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバックする場合のｑ軸出力電圧からｑ軸電流までのボード線図。
【図１３】直流リンク電圧が脈動する条件下で、ｑ軸電流偏差をｄｑ軸出力電圧の位相角へフィードバック補償する場合の応答の一例を示す図。
【図１４】本発明の第４の実施形態の電力変換装置を説明するための図。
【図１５】本発明の第５の実施形態の電力変換装置を説明するための図。
【図１６】本発明による電力変換装置の第６の実施の形態を示すブロック図。
【図１７】従来の１パルスベクトル制御を適用した電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図１８】従来のビートレス制御を適用した電力変換装置の構成例を示すブロック図システム構成図。
【符号の説明】
１…単相電源、
２…単相コンバータ、
３…直流コンデンサ、
４…インバータ、
５…電流検出器、
６…誘導電動機、
７…速度検出器、
８…電圧検出器、
９…磁束指令補正器、
１０…滑り周波数演算器、
１１…積分器、
１２…ｄ軸電流指令演算部、
１３…ｑ軸電流指令演算器、
１４…ｄ軸電圧指令演算器、
１５…ｑ軸電圧指令演算器、
１６…座標系変換器、
１７…ゲート制御器、
１９…変動量演算器、
２０…座標系変換器、
２１…ｄ軸電流制御器、
２２…ｑ軸電流制御器、
２３…振幅位相補償器、
２４…係数変換器、
２５…脈動正弦波抽出器、
２６…フィルタ、
２７…フィルタ、
２８…平均値演算器、
２９…滑り周波数制御器。

Claims (6)

1. 単相交流電源出力を整流してインバータの直流側に直流を入力するコンバータと、前記直流を任意の周波数の交流に変換するインバータと、当該インバータにより駆動される電動機とから主回路を構成し、
   ｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸回転座標上で前記インバータの制御を行なうベクトル制御手段を備えて構成される電力変換装置において、
   前記ベクトル制御手段として、
   磁束指令値に基づいて、ｄ軸電流指令値を演算する手段と、
   前記磁束指令値とトルク指令値とに基づいて、ｑ軸電流指令値を演算する手段と、
   前記ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づいて、当該電流を流すために必要なｄ軸出力電圧として与えるべき値を演算する手段と、
   前記ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とに基づいて、当該電流を流すために必要なｑ軸出力電圧として与えるべき値を演算する手段と、
   前記ｄ軸出力電圧として与えるべき値とｑ軸出力電圧として与えるべき値とに基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角を演算する手段と、
   前記インバータの出力周波数に基づいて、ａｂ軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相角を演算する手段と、
   前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角と、前記ａｂ軸固定座標系とｄｑ軸回転座標系との位相角とに基づいて、前記インバータのゲートを制御する手段と、
   前記ｄ軸電流またはｑ軸電流の少なくとも一方の電流と、前記ｄ軸電流指令値またはｑ軸電流指令値の少なくとも一方の指令値とに基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算するものであって、前記ｑ軸電流指令値とｑ軸電流との偏差であるｑ軸電流偏差を演算する手段と、前記ｑ軸電流偏差に基づいて、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段を備えた前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段と、
   前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段の入力側に付加し、前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理するものであって、前記コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動と同一の周波数成分付近のみを抽出するフィルタ処理手段と、
   前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角の基準値へ重畳する手段と、
   を備えてなることを特徴とするた電力変換装置。
2. 前記請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ｑ軸電流偏差に基づいてｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段としては、
   前記コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈動の周波数よりも前記インバータの出力周波数がある値以上低い場合には、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を零とする手段から成ることを特徴とする電力変換装置。
3. 前記請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ｑ軸電流偏差に基づいてｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段としては、
   前記ｑ軸電流偏差を入力とし、当該ｑ軸電流偏差を比例ゲイン倍して前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量として演算する手段と、
   前記コンバータの整流に起因して発生する直流リンク電圧の脈動の周波数と前記インバータの出力周波数とがほぼ一致する付近で、前記比例ゲインを正または負に変化させる手段と、
   から成ることを特徴とする電力変換装置。
4. 前記請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧の位相角への補償量を演算する手段の入力側に、前記ｄ軸電流偏差またはｑ軸電流偏差をフィルタ処理するものであって、前記インバータの出 力周波数付近の周波数成分のみを抽出するフィルタ処理手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
5. 前記請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記コンバータの整流に起因する直流リンク電圧の脈動の周波数と同一の周波数成分を前記ｄ軸電流指令値に重畳する手段を付加して成ることを特徴とする電力変換装置。
6. 前記請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記ｄ軸電流指令値に重畳する手段としては、
   直流リンク電圧の脈動を抽出する手段と、
   前記脈動の振幅を補償する手段と、
   前記振幅を補償された脈動量に対し位相を補償する手段と、
   前記振幅と位相が補償された値を前記ｄ軸電流指令値へ重畳する手段と、
   から成ることを特徴とする電力変換装置。

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