JP5250915B2

JP5250915B2 - トランス結合型昇圧器の制御装置

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Publication number: JP5250915B2
Application number: JP2011507286A
Authority: JP
Inventors: 淳茂木
Original assignee: Komatsu Ltd
Current assignee: Komatsu Ltd
Priority date: 2009-04-03
Filing date: 2010-04-01
Publication date: 2013-07-31
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Description

本発明は、低圧側インバータと高圧側インバータとがトランスを介して結合され、蓄電装置の入力端子間の入力電圧を昇圧して出力端子間に出力電圧として印加するトランス結合型昇圧器の制御装置に関するものである。

近年、建設機械の分野においても一般自動車と同様にハイブリッド車が開発されている。

この種のハイブリッド建設機械には、エンジンと発電電動機と蓄電装置と作業機を駆動させる作業機用電動機とが備えられている。ここで、蓄電装置は、充放電を自由に行うことができる蓄電池（二次電池）のことであり、キャパシタやバッテリ等によって構成されている。なお、以下では、蓄電装置として、キャパシタを代表させて説明する。蓄電装置としてのキャパシタは、発電電動機や作業機用電動機が発電動作した場合に発電した電力を蓄積する。これを回生という。またキャパシタは、キャパシタに蓄積された電力をドライバを介して発電電動機に、または同電力を作業機用電動機に供給する。これを力行という。

ハイブリッド建設機械における電力負荷、つまり作業機用電動機は、一般自動車における電力負荷と異なり、エンジン軸出力に比して大きな電力を消費する。このためハイブリッド建設機械に搭載される蓄電装置としては、短時間に大電力を充放電することができるキャパシタが用いられている。

しかし、大電力を充放電できる大きな容量のキャパシタは、場積が嵩み、車載する上でスペースを大きく占める。そこで、キャパシタを極力小型化するために、キャパシタの端子間電圧をたとえば３００Ｖ程度にし、昇圧器によってたとえば６００Ｖ程度に昇圧する構成をとることがある。

この昇圧器には、トランス結合型昇圧器と呼ばれるものがある。

トランス結合型昇圧器は、低圧側インバータと高圧側インバータとがトランスを介して結合され、蓄電装置の入力端子間の入力電圧を昇圧して出力端子間に出力電圧として印加するものである。トランス結合型昇圧器に関する特許文献は下記に掲げるものがある。
ＷＯ２００７−６０９９８

動作原理上、トランス結合型昇圧器は、無効電流が発生する。なお、無効電流は、仕事として有効に使われない電流のことであり、無効電力に対応する。無効電流の増加は、トランス実効電流の増加、スイッチング素子に流れる電流の増加を招き、電流が熱として失われることからエネルギ損失の増加を招く。

無効電流は、電圧条件を平衡点から離れた点に設定するほど、大きくなる。平衡点は、トランス結合型昇圧器の低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１と高圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ２の比率（以下、トランス電圧比という：Ｖ２／Ｖ１）が、トランスの低圧側巻線の巻数Ｎ1と高圧側巻線の巻数Ｎ2の比率（以下、トランス巻数比という：Ｎ2／Ｎ1）に等しくなる電圧条件で動作させた点のことである。

無効電流がエネルギ損失に与える影響は、出力電圧が小さい低負荷のとき顕著である。無負荷(出力電力０ｋＷ)のときでも無効電流は流れる。無効電流が発生すると、トランス、スイッチング素子が発熱し、キャパシタに入力電圧として蓄えられているエネルギが仕事として有効に使われずトランス結合型昇圧器の回路内部で無駄に消費されてしまう。

本発明は、こうした実情に鑑みなされたものであり、トランス結合型昇圧器のエネルギ損失を抑制して、エネルギ効率を向上させることを解決課題とするものである。

第１発明は、
低圧側インバータと高圧側インバータとがトランスを介して結合され、蓄電装置の入力端子間の入力電圧を昇圧して出力端子間に出力電圧として印加するトランス結合型昇圧器の制御装置において、
低圧側インバータは、
トランスの低圧側巻線の両端子にブリッジ接続された４つのスイッチング素子と、
各スイッチング素子と並列に極性が逆向きに接続されたダイオードと
を含んで構成され、
高圧側インバータは、
トランスの高圧側巻線の両端子にブリッジ接続された４つのスイッチング素子と、
各スイッチング素子と並列に極性が逆向きに接続されたダイオードと
を含んで構成され、
低圧側インバータの正極と高圧側インバータの負極とが加極性となるように両インバータが直列に接続されており、
各スイッチング素子に対してオン／オフのスイッチング信号を印加して、低圧側巻線の両端子間の電圧および高圧側巻線の両端子間の電圧がプラス極性になる電圧プラス極性期間とマイナス極性になる電圧マイナス極性期間が所定の周期で交互に繰り返されるスイッチング制御を行なう制御手段が設けられ、
制御手段は、スイッチング制御を行なうに際して、低圧側巻線の両端子間電圧または／および高圧側巻線の両端子間電圧の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を設ける制御を付加すること
を特徴とする。

第２発明は、第１発明において、
制御手段は、低圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、または／および高圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、低圧側巻線の両端子間電圧または／および高圧側巻線の両端子間電圧の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を形成すること
を特徴とする。

第３発明は、第１発明において、
制御手段は、低圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加するスイッチング信号と高圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号との間の位相差と、低圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間と、高圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間をパラメータとして調整を行うこと
を特徴とする。

第４発明は、第３発明において、
蓄電装置の入力端子間の入力電圧及びトランス結合型昇圧器の出力電圧及びトランス巻き数比を含む動作条件に対応して、最適となるパラメータの値が予め設定されていること
を特徴とする。

第１発明によれば、低圧側巻線の両端子間電圧または／および高圧側巻線の両端子間電圧の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を設けるようにしたので、トランスのピーク電流が低下し、トランス実効電流が低下する。これにより無効電流が低減する。

第１発明において、「電圧零の期間を設ける制御を付加」するとは、
ａ）動作条件（たとえば入力電圧値）にかかわらずに常に電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を設ける場合、
ｂ）動作条件によっては、従来と同様に、電圧零の期間を設けることなく電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間を交互に繰り返すが、動作条件によっては、電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を設ける場合
の両方を含む意味である。

第３発明において、「パラメータとして調整を行うことにより、トランス実効電流値を低下させる」とは、動作条件（たとえば入力電圧値）に応じて、トランス実効電流を低下させるに最適な「低圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加するスイッチング信号と高圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号との間の位相差」、「低圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間」、「高圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間」の値が異なるので、これらの変数をパラメータとして調整を行うという意味である。

第４発明において、「最適となるパラメータの値が予め設定されている」とは、蓄電装置の入力端子間の入力電圧及びトランス結合型昇圧器の出力電圧及びトランス巻き数比を含む動作条件に応じて、トランス実効電流を低下させるに最適な「低圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加するスイッチング信号と高圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号との間の位相差」、「低圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間」、「高圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間」の値が異なるので、これらパラメータの最適値を予め設定しておき、制御時には、その設定値を読み出す等として調整を行うようにするという意味である。

以上のとおり、本発明によれば、同じ出力電力に対して無効電流が低減されるため、トランス結合型昇圧器のエネルギ損失が抑制されて、エネルギ効率が向上する。

図１は、実施例の全体装置構成を示す図である。図２は、実施例のトランス結合型昇圧器の構成を示した図である。図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、スイッチング制御の内容を示すタイムチャートで、「電圧零の期間」がない場合を示す図である。図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）は、本実施例のスイッチング制御の内容を示すタイムチャートで、図３に示すスイッチング制御に「電圧零の期間」を設ける制御を付加した場合を示す図である。図５（ａ）、（ｂ）は、図３（ａ）に対応する図で、力行状態の場合を示した図である。図６（ａ）、（ｂ）は、図４（ａ）に対応する図で、力行状態の場合を示した図である。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、第１の制御のタイムチャートである。図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、実施例の制御のタイムチャートである。図９は、入力電圧とトランス電流ピーク値との関係を示した図である。図１０は、低電圧デューティ、高電圧デューティとトランス電流実効値との関係を示した図である。図１１は、第１の制御のフローチャートである。図１２は、第１の制御を説明するためのグラフで、位相差と、出力電力およびトランス電流実効値の関係を示すグラフである。第１の制御、第２の制御、第３の制御、第４の制御、第５の制御の比較結果を示す表である。図１４は、第２の制御のフローチャートである。図１５は、第２の制御を説明するためのグラフで、低電圧デューティ（＝高電圧デューティ）と、出力電力およびトランス電流実効値の関係を示すグラフである。図１６は、第３の制御のフローチャートである。図１７は、第３の制御を説明するためのグラフで、位相差（＝低電圧デューティ＝高電圧デューティ）と、出力電力およびトランス電流実効値の関係を示すグラフである。図１８は、第４の制御のフローチャートである。図１９は、第１の制御、第２の制御、第３の制御を対比するためのグラフで、出力電力とトランス電流実効値の関係を示すグラフである。図２０は、出力電力とトランス電流実効値の関係を示すグラフで、第５の制御の特性を示したグラフである。図２１は、コントローラに記憶されるデータテーブルの内容を例示した表である。図２２、第５の制御のフローチャートである。

３０蓄電装置（キャパシタ）、５０トランス結合型昇圧器、５１、５２、５３、５４、５５、５６、５７、５８スイッチング素子、８０コントローラ

以下、図面を参照してトランス結合型昇圧器の制御装置の実施の形態について説明する。なお、以下では、実施例のトランス結合型昇圧器がハイブリッド方式の建設機械（本明細書では、ハイブリッド建設機械という）に搭載され、蓄電装置は、キャパシタであるとして説明する。

（第１実施例）
図１は、実施例の全体装置構成を示す。

図１に示すように、実施例のハイブリッド建設機械１には、エンジン１０と、発電電動機２０と、キャパシタ３０と、ドライバ４０と、トランス結合型昇圧器５０と、コントローラ８０が搭載されている。発電電動機２０はドライバ４０で駆動される。コントローラ８０はドライバ４０と発電電動機２０とトランス結合型昇圧器５０を制御する。

また、ハイブリッド建設機械１の作業機１ａを力行・回生することができる作業機用電動機２１が備えられている。作業機用電動機２１はドライバ４１で制御される。コントローラ８０はドライバ４１と作業機用電動機２１を制御する。

発電電動機２０の駆動軸は、エンジン１０の出力軸に連結されている。発電電動機２０は、発電作用と電動作用を行う。キャパシタ３０は、発電電動機２０が発電作用を行うことにより電力が蓄積され、あるいは蓄積された電力を放電して発電電動機２０に供給する。ドライバ４０は、発電電動機２０を駆動する。ドライバ４０は、発電電動機２０を駆動するインバータで構成されている。トランス結合型昇圧器５０は、キャパシタ３０に電気信号線６１、６２を介して電気的に接続されている。トランス結合型昇圧器５０は、キャパシタ３０の端子間電圧である入力電圧Ｖ１を昇圧してドライバ４０に出力電圧Ｖ0として供給する。すなわち、トランス結合型昇圧器５０は、キャパシタ３０の充電電圧Ｖ１を昇圧して信号線９１、９２間に昇圧された電圧Ｖ0を印加する。トランス結合型昇圧器５０の出力電圧Ｖ0は、信号線９１、９２を介してト゛ライバ４０に供給される。

力行の際には、キャパシタ３０から直流電流が放電され、その直流電流はトランス結合型昇圧器５０で、一旦、交流に変換されて昇圧された直流電流がドライバ４１に出力され、ドライバ４１で交流電流に変換されて、作業機用電動機２１に供給される。

一方、回生の際には、作業機用電動機２１の発電動作により生じた交流電流が、ドライバ４１により直流電流に変換されて、トランス結合型昇圧器５０に入力される。トランス結合型昇圧器５０で、一旦、交流電流に変換されて直流電流がキャパシタ３０に入力（充電）される。

図２において、Ｖ２を、高圧側インバータ直流電圧と称する。高圧側インバータ直流電圧Ｖ２と、昇圧される前の電圧Ｖ１と、昇圧された後の電圧（出力電圧）Ｖ0との間には、
Ｖ２＝Ｖ0−Ｖ１
なる関係が成立する。すなわち、高圧側インバータ直流電圧Ｖ２と昇圧される前の電圧Ｖ１の合計が、昇圧された後の電圧Ｖ0となる。言い換えれば、高圧側インバータ直流電圧Ｖ２は、出力電圧Ｖ0から充電電圧Ｖ１を差し引いたものである。なお、Ｖ１あるいはＶ２、Ｖ0は、直流電圧を示しており、ｖ１あるいはｖ２は交流電圧を示している。

また、トランス結合型昇圧器５０の出力電圧Ｖ0は、信号線９３、９４を介してドライバ４１に供給され、作業機用電動機２１に供給される。作業機用電動機２１は、作業機１ａを動作させる力行を行なう。また作業機用電動機２１は、作業機１ａの動作が停止する際には回生により発電動作を行う。これにより発電電力がドライバ４１を経由し、信号線９３、９４からトランス結合型昇圧器５０を介してキャパシタ３０に充電される。

トランス結合型昇圧器５０は、後述するように、たとえばＡＣリンク双方向ＤＣ-ＤＣコンバータで構成されている。

発電電動機２０の発電量は、コントローラ８０によって制御される。

発電電動機２０のトルクは、コントローラ８０によって制御される。コントローラ８０は、ドライバ４０に対して発電電動機２０を所定のトルクで駆動させるためのトルク指令を与える。ドライバ４０は、コントローラ８０から制御信号を受け、発電電動機２０を所定のトルクで駆動させるためのトルク指令を与える。

こうしてキャパシタ３０には、発電電動機２０が発電作用した場合に発電した電力が蓄積される。またキャパシタ３０は、キャパシタ３０に蓄積された電力を発電電動機２０に供給する。

図２は、実施例のトランス結合型昇圧器５０の構成を示したものである。

トランス結合型昇圧器５０は、低圧側インバータ５０Ａと高圧側インバータ５０Ｂとがトランス５０Ｃを介して結合された構成となっている。

低圧側インバータ５０Ａと、高圧側インバータ５０Ｂは、低圧側インバータ５０Ａの正極と高圧側インバータ５０Ｂの負極とが加極性となるように電気的に直列接続されている。

低圧側インバータ５０Ａは、トランス５０Ｃの低圧側巻線５０ｄにブリッジ接続された４つのスイッチング素子５１、５２、５３、５４と、スイッチング素子５１、５２、５３、５４それぞれに並列に極性が逆向きに接続されたダイオード１５１、１５２、１５３、１５４を含んで構成されている。スイッチング素子５１、５２、５３、５４は、たとえばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で構成されている。スイッチング素子５１、５２、５３、５４は、ゲートにオンのスイッチング信号が印加されることによりオンされ、電流が流れる。

キャパシタ３０のプラス端子３０ａは、信号線６１を介してスイッチング素子５１のコレクタに電気的に接続されている。スイッチング素子５１のエミッタはスイッチング素子５２のコレクタに電気的に接続されている。スイッチング素子５２のエミッタは、信号線６２を介してキャパシタ３０のマイナス端子３０ｂに電気的に接続されている。

同様に、キャパシタ３０のプラス端子３０ａは、信号線６１を介してスイッチング素子５３のコレクタに電気的に接続されている。スイッチング素子５３のエミッタはスイッチング素子５４のコレクタに電気的に接続されている。スイッチング素子５４のエミッタは、信号線６２を介してキャパシタ３０のマイナス端子３０ｂに電気的に接続されている。

キャパシタ３０と並列になるように、信号線６１、６２には、リプル電流吸収用のコンデンサ３２のプラス端子３２ａ、マイナス端子３２ｂがそれぞれ接続されている。

スイッチング素子５１のエミッタ（ダイオード１５１のアノード）およびスイッチング素子５２のコレクタ（ダイオード１５２のカソード）は、トランス５０Ｃの低圧側巻線５０ｄの一方の端子に接続されているとともに、スイッチング素子５３のエミッタ（ダイオード１５３のアノード）およびスイッチング素子５４のコレクタ（ダイオード１５４のカソード）は、トランス５０Ｃの低圧側巻線５０ｄの他方の端子に接続されている。

スイッチング素子５２のエミッタ（ダイオード１５２のアノード）およびスイッチング素子５４のエミッタ（ダイオード１５４のアノード）、つまり信号線６２、キャパシタ３０のマイナス端子３０ｂは、信号線９２を介してドライバ４０に電気的に接続されている。

高圧側インバータ５０Ｂは、トランス５０Ｃの高圧側巻線５０ｅにブリッジ接続された４つのスイッチング素子５５、５６、５７、５８と、スイッチング素子５５、５６、５７、５８それぞれに並列に極性が逆向きに接続されたダイオード１５５、１５６、１５７、１５８を含んで構成されている。スイッチング素子５５、５６、５７、５８は、たとえばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で構成されている。スイッチング素子５５、５６、５７、５８は、ゲートにオンのスイッチング信号が印加されることによりオンされ、電流が流れる。

スイッチング素子５５、５７のコレクタは、信号線９１を介してドライバ４０に電気的に接続されている。スイッチング素子５５のエミッタはスイッチング素子５６のコレクタに電気的に接続されている。スイッチング素子５７のエミッタはスイッチング素子５８のコレクタに電気的に接続されている。スイッチング素子５６、５８のエミッタは、信号線６１、つまり低圧側インバータ５０Ａのスイッチング素子５１、５３のコレクタに電気的に接続されている。

低圧側インバータ５０Ａと同様に、スイッチング素子５５、５６およびスイッチング素子５７、５８それぞれに並列に、リプル電流吸収用コンデンサ３３が電気的に接続されている。

スイッチング素子５５のエミッタ（ダイオード１５５のアノード）およびスイッチング素子５６のコレクタ（ダイオード１５６のカソード）は、トランス５０Ｃの高圧側巻線５０ｅの一方の端子に電気的に接続されているとともに、スイッチング素子５７のエミッタ（ダイオード１５７のアノード）およびスイッチング素子５８のコレクタ（ダイオード１５８のカソード）は、トランス５０Ｃの高圧側巻線５０ｅの他方の端子に電気的に接続されている。

以下にコントローラ８０が行う制御の内容について説明する。

コントローラ８０は、各スイッチング素子５１〜５８に対してオン／オフのスイッチング信号を印加して、低圧側巻線５０ｄの両端子間の電圧ｖ１および高圧側巻線５０ｅの両端子間の電圧ｖ２がプラス極性になる電圧プラス極性期間とマイナス極性になる電圧マイナス極性期間が所定の周期Ｔsで交互に繰り返されるスイッチング制御を行なう。

上記のスイッチング制御を行なうに際して、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１および高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間（ｖ１に対しては、Ｔ−ＴL、ｖ２に対しては、Ｔ−ＴH）を設ける制御を付加して、トランス実効電流値ｉLを低減させるようにする。この場合、低圧側インバータ５０Ａを構成する各スイッチング素子５１〜５４に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、および高圧側インバータ５０Ｂを構成する各スイッチング素子５５〜５８に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１および高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間（ｖ１に対しては、Ｔ−ＴL、ｖ２に対しては、Ｔ−ＴH）を形成するようにする。

以下、この制御内容について説明する。なお、以下の説明ではデッドタイムは考慮しないものとする。デッドタイムとは、短絡防止のために各スイッチング素子において、図２中上下のスイッチング素子を両方オフとする期間である。

図３は、スイッチング制御の内容を示すタイムチャートで、「電圧零の期間」がない場合を示す。図３（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）はそれぞれ、低圧側インバータ５０Ａを構成する各スイッチング素子５１、５２、５３、５４に与えるスイッチング信号（オン／オフ）の時間変化を示し、図３（ａ）は、これらスイッチング信号によって生成される低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の時間変化を示す。

以下において、図３に示すスイッチング制御のことを「第１の制御」（従来制御）と呼ぶことにする。

図３（ｂ）、（ｅ）に示すように、スイッチング素子５１、５４に対しては半周期毎にオン、オフを繰り返すスイッチング信号が与えられて、スイッチング素子５１、５４は半周期Ｔ＝１／２Ｔsの期間、オンされ、ついで半周期Ｔ＝１／２Ｔsの期間、オフされることを繰り返す。

また図３（ｃ）、（ｄ）に示すように、スイッチング素子５２、５３に対しては、スイッチング素子５１、５４に加えられるスイッチング信号とはオン／オフを反転させたスイッチング信号が加えられる。これによりスイッチング素子５２、５３は、スイッチング素子５１、５４がオンとなる半周期Ｔ＝１／２Ｔsの期間、オフとなり、ついでスイッチング素子５１、５４がオフとなる半周期Ｔ＝１／２Ｔsの期間、オンとなることを繰り返す。

この結果、図３（ａ）に示すように、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１は、半周期Ｔ＝１／２Ｔsの期間、プラス極性の電圧最大値＋Ｖ１となり、ついで半周期Ｔ＝１／２Ｔsの期間、マイナス極性の電圧最大値−Ｖ１となることを繰り返す。この場合、電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間には、電圧零の期間は形成されない。

図４は、本実施例のスイッチング制御の内容を示すタイムチャートで、図３に示すスイッチング制御に「電圧零の期間」を設ける制御を付加した場合を示す。

図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）はそれぞれ、低圧側インバータ５０Ａを構成する各スイッチング素子５１、５２、５３、５４に与えるスイッチング信号（オン／オフ）の時間変化を示し、図４（ａ）は、これらスイッチング信号によって生成される低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の時間変化を示す。

図４（ｂ）、（ｃ）に示すように、スイッチング素子５１、５２に対して、互いにオン／オフを反転させたスイッチング信号が加えられる点では、図３（ａ）、（ｂ）と同じである。また、図４（ｄ）、（ｅ）に示すように、スイッチング素子５３、５４に対して、互いにオン／オフを反転させたスイッチング信号が加えられる点では、図３（ｄ）、（ｅ）と同じである。

しかし、図４（ｂ）、（ｄ）に示すように、スイッチング素子５１、５３に対して加えられるスイッチング信号の位相差は、図３（ｂ）、（ｄ）でスイッチング素子５１、５３に対して加えられるスイッチング信号の位相差とは異なる値となっている。図３（ｂ）、（ｄ）でスイッチング素子５１、５３に対して加えられるスイッチング信号の位相差は、Ｔ＝１／２Ｔs、つまりオン／オフが反転する半周期の位相差であった。これに対して図４（ｂ）、（ｄ）でスイッチング素子５１、５３に対して加えられるスイッチング信号の位相差は、ＴL（＜Ｔ＝１／２Ｔs）であり、スイッチング素子５３に与えられるスイッチング信号を、スイッチング素子５１に与えられるスイッチング信号よりもＴLだけ遅らせるようにしている。

この結果、図４（ａ）に示すように、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１は、ＴLの期間、プラス極性の電圧最大値＋Ｖ１となる。ついで、スイッチング素子５１、５３がＴ−ＴLの期間、同時にオンされるため、同期間Ｔ−ＴLの間は電圧零となる。ついでＴLの期間、マイナス極性の電圧最大値−Ｖ１となる。以上のことが繰り返される。このように、電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に、電圧零の期間Ｔ−ＴLが形成される。

以上、図３、図４では、低圧側インバータ５０Ａにおける動作について説明したが、高圧側インバータ５０Ｂにおける動作も同様にして行われる。なお、スイッチング素子５１、５３をＴ−ＴLの期間、同時にオンとすることで、同期間Ｔ−ＴLの間を電圧零としているが、スイッチング素子５２、５４をＴ−ＴLの期間、同時にオンとすることで、同期間Ｔ−ＴLの間を電圧零とする実施も可能である。

つぎに出力電圧Ｖ0、出力電力Ｐ0の制御について説明する。

図５は、図３（ａ）に対応する図で、力行状態の場合を示している。図５（ａ）は、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の時間変化を示し、図５（ｂ）は、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の時間変化を示している。

図５に示すように、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の信号の位相を、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の位相に対して、所定のδの期間進ませることで、力行状態が実現される。なお、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の信号の位相を、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の位相に対して、所定のδの期間進ませることで、回生行状態が実現される。

図６は、図４（ａ）に対応する図で、力行状態の場合を示している。図６（ａ）は、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の時間変化を示し、図６（ｂ）は、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の時間変化を示している。

同図６に示すように、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の信号の位相を、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の位相に対して、所定のδの期間進ませることで、力行状態が実現される。なお、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の信号の位相を、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１の位相に対して、所定のδの期間進ませることで、回生行状態が実現される。

なお、位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨというパラメータを定義し、これらパラメータを調整するようにしているが、位相差δを調整できるパラメータであれば、位相差比ｄ以外のパラメータを使用することができ、また、低圧側巻線５０ｄの両端子間で電圧ｖ１が零になる期間（Ｔ−ＴL）を調整できるパラメータであれば、低電圧デューティｄＬ以外のパラメータを使用することができ、また、高圧側巻線５０ｅの両端子間で電圧ｖ２が零になる期間（Ｔ−ＴL）を調整できるパラメータであれば、高電圧デューティｄＨ以外のパラメータを使用することができる。

力行状態のときの位相差δの極性をプラスと定義し、回生状態のときの位相差δの極性をマイナスと定義する。

図５、図６において、位相差δの半周期Ｔに対する比率、
ｄ＝δ／Ｔ
を位相差比と呼ぶことにする。

よって、位相差比ｄが、
ｄ＞０
のとき力行状態となる。また、位相差比ｄが、
ｄ＜０
のとき回生状態となる。また、位相差比ｄが、
ｄ＝０
のとき無負荷状態となる。

図５に示す位相差δは以下のように求められる。すなわち、出力電圧目標値をＶ0＊とし、実際の出力電圧として図示しない電圧センサで計測された出力電圧をＶ0とする。コントローラ８０は、出力電圧目標値Ｖ0＊と出力電圧Ｖ0の偏差を求める。その求められた偏差に応じて、コントローラ８０はＰＩ制御を行うべく駆動し、位相差δを算出する。つまり、フィードバック制御によって、位相差δが求められる。出力電力Ｐ0は、位相差δの半周期Ｔに対する比率である位相差比ｄの値の大きさによって変動する。位相差δがなければ、位相差δの半周期Ｔに対する比率である位相差比ｄが、結果としてゼロとなるため、出力電力Ｐ0は発生しない。

力行時は、位相差δはプラスの値をとり、図５に示すように、低圧側巻線の両端子間電圧ｖ１が、高圧側端子間電圧ｖ２に対して、位相差δだけ進む。一方、回生時は、位相差δはマイナスの値をとり、低圧側巻線の両端端子間電圧ｖ１が、高圧側巻線の両端子間電圧ｖ２に対して、位相差δだけ遅れる。

図６において、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１がプラス極性電圧＋Ｖ１になる期間ＴLの半周期Ｔに対する比率、
ｄＬ＝ＴL／Ｔ
を低圧側電圧デューティと呼ぶことにする。ｄＬ＝１でかつｄＨ＝１のとき従来制御（図５）と一致する。

また、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２がプラス極性電圧＋Ｖ２になる期間ＴHの半周期Ｔに対する比率、
ｄＨ＝ＴH／Ｔ
を高圧側電圧デューティと呼ぶことにする。ｄＬ＝１でかつｄＨ＝１のとき従来制御（図５）と一致する。

さて、前述のように、無効電流の増加は、トランス実効電流の増加、スイッチング素子に流れる電流の増加を招き、電流が熱として失われことからエネルギ損失の増加を招く。

しかし、本発明では、トランス結合型昇圧器５０の特性や運転条件に応じて、上述の位相差比ｄ、低圧側電圧デューティｄＬ、高圧側電圧デューティｄＨといった各パラメータを変化させることで、同じ出力電力に対して無効電流を小さくして、低損失の運転を可能とするものである。この場合、スイッチング信号を変えるだけでよく、スイッチング素子やトランスなどのパワー回路を構成する素子、機器に変更を加える必要はないため、簡易に本発明を適用することができる。ただしコントローラ８０の回路は変える必要がある場合がある。コントローラ８０の回路は、パワー回路若しくは主回路とは異なるものである。

つぎに、第１の制御（従来制御）を比較例として、各パラメータｄ、ｄＬ、ｄＨと無効電流、エネルギ損失との関係について説明する。

図７は、第１の制御（従来制御）を示し、図８は、本実施例の制御を示している。いずれも無負荷の状態、つまり位相差比ｄを０にして両者を対比する。本実施例の制御では、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを０．５とした。

ここで、無効電流は、低圧側巻線の両端子電圧ｖ１と高圧側巻線の両端子電圧ｖ２に差がある限り、無負荷の状態（位相差δ＝０、あるいは、位相差δの半周期Ｔに対する比率である位相差比ｄ=０）であっても発生してしまう。すなわち、作業機用電動機２１が力行も回生も行っていない状態であっても、次式の関係から無効電流が生じてしまう。位相差δに関係なく、単位時間当たりのトランス電流ｉＬの変化量は次の式で求められる。

ｄｉＬ／ｄｔ＝（ｖ１−ｖ２）／Ｌ
ｉＬ：トランス電流
Ｌ：漏れインダクタンス
ここで、トランス電流ｉＬは、トランス巻数比Ｎ２／Ｎ１（＝１）の場合のトランス電流ｉＬである。無負荷の状態であっても、低圧側巻線の両端端子間電圧ｖ１と高圧側巻線の両端子間電圧ｖ２には、図７の（ａ）、（ｂ）に示すように差が生じ、上記の式から、単位時間当たりのトランス電流ｉＬ（＝ｉＬ１＝ｉＬ２）がトランス結合型昇圧器の内部に流れ、その流れた電流は、損失である無効電流となってしまう。

本実施例の制御では、動作条件を下記動作条件１に設定した。

（動作条件１）
スイッチング周波数ｆs：１１．５ｋＨz
スイッチング信号周期Ｔs：８７．０μsecに設定した。

トランス巻数比Ｎ2／Ｎ1：１
漏れインダクタンス：２０μＨ
出力電圧Ｖ0：５５０Ｖ
図７は、第１の制御（従来制御：ｄＬ＝ｄＨ＝１）のタイムチャートで、図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれ、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１、トランス電流ｉＬ（電流ピーク値ｉLpおよびトランス電流実効値ｉLrms）、出力電流iV0の各時間変化を示している。

図７の（ａ）、（ｂ）に示すように無負荷の状態では、図５で示したような位相差δが生じないので、高圧側巻線の両端子間電圧ｖ２と低圧側巻線の両端子間電圧ｖ１は同位相で推移する。

図８は、本実施例の制御（ｄＬ＝ｄＨ＝０．５）のタイムチャートで、図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれ、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１、トランス電流ｉＬ（ピーク値ｉLpおよびトランス電流実効値ｉLrms）、出力電流iV0の各時間変化を示している。

ここで、トランス電流ピーク値ｉLpとは、トランス５０Ｃの低圧側巻線５０ｄに流れる電流ｉL１のピーク値のことであり、トランス電流実効値ｉLrmsとは、トランス５０Ｃの低圧側巻線５０ｄに流れる電流ｉL１の実効値のことである。この場合、トランスの特性から、巻数比Ｎ1／Ｎ2＝１であるから、トランス電流ｉＬ＝ｉＬ1＝ｉＬ2となるのであって、常に、ｉＬ1＝ｉＬ2ではない。

また、出力電流iV0とは、信号線９１、９２に流れる電流のことである。出力電流iV0と出力電圧Ｖ0の積が出力電力Ｐ0（＝iV0・Ｖ0）となる。

図７と図８を対比すると、同じ無負荷で出力電力Ｐ0が０ｋＷでありながら、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを１（第１の制御；従来制御）から０．５（本実施例の制御）に小さくすることで、トランス電流ピーク値ｉLpおよびトランス電流実効値ｉLrmsが小さくすることができることがわかる。

図９は、入力電圧Ｖ１とトランス電流ピーク値ｉLpとの関係を示した図である。図９は上記動作条件１で動作させた場合の特性を示し、無負荷（位相差比ｄ＝０）の場合を示している。

図９において、ＬＮ１は、第１の制御（従来制御）の特性を示し、ＬＮ２は、本実施例の制御の特性を示す。

従来制御の特性ＬＮ１上においてａ0点は、平衡点であり、トランス巻数比Ｎ2／Ｎ1（＝１）がトランス電圧比Ｖ２／Ｖ１（＝(Ｖ0−Ｖ１）／Ｖ１＝（５５０Ｖ−２７５Ｖ）/２７５Ｖ＝1）と等しくなる電圧条件（Ｖ１＝Ｖ２＝２７５Ｖ）で動作させた点である。平衡点では、トランス電流ピーク値ｉLpは最小値０Ａをとり、最も低下しているのがわかる。本実施例制御の特性ＬＮ２上におけるｂ0点も同様に平衡点であり、トランス電流ピーク値ｉLpは最小値０Ａとなり、最も低下しているのがわかる。

そこで、従来制御の特性ＬＮ１上において平衡点からずれたａ1点で動作させたとする。このａ1点における動作は図７に相当する。このときトランス巻数比Ｎ2／Ｎ1（＝１）は、トランス電圧比Ｖ２／Ｖ１（＝(Ｖ0−Ｖ１)／Ｖ１＝(５５０Ｖ−１８０Ｖ)/１８０Ｖ）の値から最も乖離し、両者は一致しなくなる。このように平衡点から最もずれた電圧条件（Ｖ１＝１８０Ｖ、Ｖ２＝３７０Ｖ）の点ａ1で動作させると、トランス電流ピーク値ｉLpは最大値２０７Ａをとり、最も増大することがわかる。

これに対して、本実施例の制御では、平衡点からずれた点で動作しながらも、特性ＬＮ２上で動作することで、特性ＬＮ１上で動作した場合よりもトランス電流ピーク値ｉLpが低減する。すなわち、本実施例の制御（図８）では、ＬＮ２上のｂ1点で動作することに相当する。このときトランス巻数比Ｎ2／Ｎ1（＝１）は、トランス電圧比Ｖ２／Ｖ１（＝(Ｖ0−Ｖ１)／Ｖ１＝(５５０Ｖ−１８０Ｖ)/１８０Ｖ）の値から最も乖離し、両者は一致しなくなるものの（電圧条件；Ｖ１＝１８０Ｖ、Ｖ２＝３７０Ｖ）、トランス電流ピーク値ｉLpは１０４Ａとなり、従来制御のトランス電流ピーク値（２０７Ａ）と比較して、大幅に低減することがわかる。

図１０は、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨとトランス電流実効値ｉLrmsとの関係を示す。図１０は上記動作条件１で動作させた場合の特性を示し、無負荷（位相差比ｄ＝０）で、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合を示している。

図１０において特性ＬＮ３上の点ｃ1は、図７に示す従来制御（ｄＬ＝ｄＨ＝１）の場合に対応し、特性ＬＮ３上の点ｃ2は、図８に示す本実施例制御（ｄＬ＝ｄＨ＝０．５）の場合に対応する。図１０より、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを小さくするほどトランス電流実効値ｉLrmsが、より小さくなることがわかる。

以上のように、本実施例によれば、スイッチング制御に対して、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１および高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間（Ｔ−ＴL）を設ける制御を付加するようしたので、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを小さくでき、それによりトランス実効電流値ｉLを低下させることができる。この結果、無効電流が低減され、トランス５０Ｃ、スイッチング素子５１、５２…等における発熱が抑制され、キャパシタ３０に入力電圧Ｖ１として蓄えられているエネルギが有効に仕事として使われ、トランス結合型昇圧器５０の回路内部における無駄なエネルギ消費が抑制され、エネルギ損失を抑制することができる。

上述の説明では、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２双方で電圧零の期間（Ｔ−ＴL）を設ける制御が行われることを想定した。しかし、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１、高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２のうち、いずれか一方のみで電圧零の期間（Ｔ−ＴL）を設ける制御を行うようにしてもよい。

すなわち、コントローラ８０で、スイッチング制御を行なうに際して、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１または高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間（Ｔ−ＴL）を設ける制御を付加して、トランス実効電流値ｉLを低下させるようにしてもよい。この場合、低圧側インバータ５０Ａを構成する各スイッチング素子５１〜５４に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、または高圧側インバータ５０Ｂを構成する各スイッチング素子５５〜５８に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、低圧側巻線５０ｄの両端子間電圧ｖ１または高圧側巻線５０ｅの両端子間電圧ｖ２の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間（Ｔ−ＴL）を形成するようにする。

（第２の実施例）
さて、トランス結合型昇圧器５０としての実用的な機能を発揮させるためには、「力行、回生間の連続的な切替え」、「出力限界」、「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」、「平衡点での損失」といった各項目を考慮した最適な制御を行なう必要がある。

そこで、上記の各パラメータｄ、ｄＬ、ｄＨを種々変化させた実験を行い、最適な制御を探索した。なお、以下では、いずれの制御も上記動作条件１のもとで実施した場合を例にとり説明する。

位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値を変えて、第１の制御（従来制御）、第２の制御、第３の制御、第４の制御、第５の制御を実施し、その効果について検討した。その結果、位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨをパラメータとして最適に調整を行うことにより、トランス実効電流値ｉLrmsを低下させることがわかった。以下、説明する。

第１の制御；
これは、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを１に設定（ｄＬ＝ｄＨ＝１）する制御のことである。

第２の制御；
これは、位相差比ｄを０．５一定に設定（ｄ＝０．５）する制御のことである。

第３の制御；
これは、位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを等しくさせる（ｄ＝ｄＬ＝ｄＨ）制御のことである。

第４の制御；
これは、第２の制御と第３の制御を組み合わせ併用する制御のことである。

第５の制御；
これは、入力電圧Ｖ１に応じて最適な位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの組み合わせを予め設定し、設定内容を読み出し行なう制御のことである。動作条件によって制御内容は異なるが、たとえば低負荷時には、第３の制御相当の制御が行なわれ、高負荷時には従来制御相当の制御が行なわれる。

（第１の制御）
第１の制御では、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを１に固定して、負荷に応じて位相差比ｄを、
−０．５≦ｄ≦０．５
の範囲で変化させる。これにより「力行、回生間の連続的な切替え」に対処することができる。

コントローラ８０は、図１１に示すフローチャートにしたがい第１の制御を実施する。

すなわち、現在の出力電圧Ｖ0を計測し（ステップ１１０１）、計測した現在の出力電圧Ｖ0をフィードバックし、出力電圧目標値Ｖ0＊（５５０Ｖ）と現在値との偏差ΔＶ＝Ｖ0＊−Ｖ0を演算する（ステップ１１０２）。
つぎに、偏差ΔＶが、ΔＶ＜０であるか、ΔＶ＝０であるか、ΔＶ＞０であるかに応じて（ステップ１１０３）、位相差比ｄの変化量Δｄを求める（ステップ１１０４、１１０５、１１０６）。すなわち、ΔＶ＜０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄをマイナス極性の所定の減少量Δｄ（＜０）に設定する（ステップ１１０４）。ΔＶ＝０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄを増減無し、つまりΔｄ＝０に設定する（ステップ１１０５）。ΔＶ＞０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄをプラス極性の所定の増加量Δｄ（＞０）に設定する（ステップ１１０６）。

つぎに、現在の位相差比ｄに、ステップ１１０４、１１０５、１１０６で求められた位相差変化量Δｄを加算し、現在の位相差比ｄを更新（ｄ←ｄ＋Δｄ）する。ただし、位相差比ｄは、−０．５≦ｄ≦０．５の範囲内で変化させる（ステップ１１０７）。

つぎに、予め設定された低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値１（固定値）を読み出し（ステップ１１０８）、読み出された低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値１（固定値）と、ステップ１１０７で更新された位相差比ｄに基づいて、これら位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの各値にするための各スイッチング素子５１〜５８に加えるべきスイッチング信号がコントローラ８０で生成され、出力される。これにより、図３（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のごとく各スイッチング素子５１〜５４（あるいは５５〜５８）がオン／オフ動作され、図３（ａ）のごとく低電圧巻線両端子間電圧ｖ１（あるいは高電圧端子間電圧ｖ２）がオン／オフ動作され、図５（ａ）、（ｂ）のごとく力行状態となったり、同様に回生状態になったりする（ステップ１１０９）。

図１２は、第１の制御を説明するためのグラフである。図１２の横軸は、位相差比ｄであり、左縦軸は出力電力Ｐ0（ｋＷ）、右縦軸は、トランス電流実効値ｉLrms（Ａ）である。図１２では、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた点での電圧条件）の出力電力Ｐ0の特性ＬＮ１１、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）の出力電力Ｐ0の特性ＬＮ１２、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた点での電圧条件）のトランス電流実効値ｉLrmsの特性ＬＮ１３、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）のトランス電流実効値ｉLrmsの特性ＬＮ１４を示している。

第１の制御と他の制御との比較結果は、図１３に示される。

図１３に示す各制御の比較結果からわかるように、「力行、回生間の連続的な切替え」は位相差比ｄを変化させることで可能であり（○）、図１２のＡ１１部で示すように「出力限界」は高く（○）、Ａ１２部に示すように「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」はやや大きいものの（△）、Ａ１３部で示すように「平衡点での損失」は非常に小さくなる（◎）。

（第２の制御）
第２の制御では、位相差比ｄを０．５一定に固定して、負荷に応じて低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを変化させる。この場合、位相差比ｄの極性がプラス側の一定値（０．５）に固定されるため、回生はできない。なお、位相差比ｄを−０．５一定にすれば、回生はできるが、力行はできない。よって、この第２の制御では、「力行、回生間の連続的な切替え」には対処することはできない。

コントローラ８０は、図１４に示すフローチャートにしたがい第２の制御を実施する。一例として低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨをｄv（電圧デューティ）と置き、この電圧デューティｄv（＝ｄＬ＝ｄＨ）を、
０≦ｄv≦１
の範囲で変化させる場合について説明する。

すなわち、現在の出力電圧Ｖ0を計測し（ステップ１２０１）、計測した現在の出力電圧Ｖ0をフィードバックし、出力電圧目標値Ｖ0＊（５５０Ｖ）と現在値との偏差ΔＶ＝Ｖ0＊−Ｖ0を演算する（ステップ１２０２）。
つぎに、偏差ΔＶが、ΔＶ＜０であるか、ΔＶ＝０であるか、ΔＶ＞０であるかに応じて（ステップ１２０３）、電圧デューティｄvの変化量Δｄvを求める（ステップ１２０４、１２０５、１２０６）。すなわち、ΔＶ＜０である場合には、電圧デューティｄvの変化量Δｄvをマイナス極性の所定の減少量Δｄv（＜０）に設定する（ステップ１２０４）。ΔＶ＝０である場合には、電圧デューティｄvの変化量Δｄvを増減無し、つまりΔｄv＝０に設定する（ステップ１２０５）。ΔＶ＞０である場合には、電圧デューティｄvの変化量Δｄvをプラス極性の所定の増加量Δｄv（＞０）に設定する（ステップ１２０６）。

つぎに、現在の電圧デューティｄvに、ステップ１２０４、１２０５、１２０６で求められた電圧デューティｄvの変化量Δｄvを加算し、現在の電圧デューティｄvを更新（ｄv←ｄv＋Δｄv）する。ただし、電圧デューティｄvは、０≦ｄv≦１の範囲内で変化させる（ステップ１２０７）。

つぎに、ステップ１２０７で更新された電圧デューティｄvが、高電圧デューティｄＨ、低電圧デューティｄＬに戻される（ｄＨ＝ｄv、ｄＬ＝ｄv；ステップ１２０８、１２０９）。

つぎに、予め設定された位相差比ｄの値０．５（固定値）を読み出し（ステップ１２１０）、読み出された位相差比ｄの値０．５（固定値）と、ステップ１２０８、１２０９で得られた高電圧デューティｄＨ、低電圧デューティｄＬの値に基づいて、これら低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨ、位相差比ｄの各値にするための各スイッチング素子５１〜５８に加えるべきスイッチング信号が生成され、出力される。これにより、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のごとく各スイッチング素子５１〜５４（あるいは５５〜５８）がオン／オフ動作され、図４（ａ）のごとく低電圧巻線両端子間電圧ｖ１（あるいは高電圧端子間電圧ｖ２）がオン／オフ動作され、図６（ａ）、（ｂ）のごとく力行状態となったり、同様に回生状態になったりする（ステップ１２１１）。

図１５は、第２の制御を説明するためのグラフである。図１５の横軸は、低電圧デューティｄＬ（＝高電圧デューティｄＨ）であり、左縦軸は出力電力Ｐ0（ｋＷ）、右縦軸は、トランス電流実効値ｉLrms（Ａ）である。図１５では、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた電圧条件）の出力電力Ｐ0の特性ＬＮ２１、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）の出力電力Ｐ0の特性ＬＮ２２、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた電圧条件）のトランス電流実効値ｉLrmsの特性ＬＮ２３、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）のトランス電流実効値ｉLrmsの特性ＬＮ２４を示している。

第２の制御と他の制御との比較結果は、図１３に示される。
図１３に示す各制御の比較結果からわかるように、「力行、回生間の連続的な切替え」は位相差比ｄが０．５一定に固定されるため不可能であり（×）、図１５のＡ２１部で示すように「出力限界」は第１の制御と同等に高く（○）、Ａ２２部に示すように「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」は第１の制御に比べて小さい（○）ものとなる。しかし、Ａ２３部で示すように「平衡点での損失」は第１の制御に比べて大きくなる（△）。

（第３の制御）
第３の制御では、位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを等しく（ｄ＝ｄＬ＝ｄＨ）保持しつつ、負荷に応じて、これら位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを変化させる。位相差比ｄは、
−０．５≦ｄ≦０．５
の範囲で変化させる。これにより「力行、回生間の連続的な切替え」に対処することができる。低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨは、上記位相差比ｄのプラス極性側変化範囲（０≦ｄ≦０．５）に対応して、
０≦ｄＬ≦０．５
０≦ｄＨ≦０．５
の範囲で変化させる。

コントローラ８０は、図１６に示すフローチャートにしたがい第３の制御を実施する。

すなわち、現在の出力電圧Ｖ0を計測し（ステップ１３０１）、計測した現在の出力電圧Ｖ0をフィードバックし、出力電圧目標値Ｖ0＊（５５０Ｖ）と現在値との偏差ΔＶ＝Ｖ0＊−Ｖ0を演算する（ステップ１３０２）。
つぎに、偏差ΔＶが、ΔＶ＜０であるか、ΔＶ＝０であるか、ΔＶ＞０であるかに応じて（ステップ１３０３）、位相差比ｄの変化量Δｄを求める（ステップ１３０４、１３０５、１３０６）。すなわち、ΔＶ＜０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄをマイナス極性の所定の減少量Δｄ（＜０）に設定する（ステップ１３０４）。ΔＶ＝０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄを増減無し、つまりΔｄ＝０に設定する（ステップ１３０５）。ΔＶ＞０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄをプラス極性の所定の増加量Δｄ（＞０）に設定する（ステップ１３０６）。

つぎに、現在の位相差比ｄに、ステップ１３０４、１３０５、１３０６で求められた位相差変化量Δｄを加算し、現在の位相差比ｄを更新（ｄ←ｄ＋Δｄ）する。ただし、位相差比ｄは、−０．５≦ｄ≦０．５の範囲内で変化させる（ステップ１３０７）。

つぎに、ステップ１３０７で更新された位相差比ｄの絶対値｜ｄ｜を、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨと等しく置く（ｄＬ＝｜ｄ｜、ｄＨ＝｜ｄ｜）。これにより低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨは、０≦ｄＬ≦０．５、０≦ｄＨ≦０．５の範囲で変化する（ステップ１３０８、１３０９）。

つぎに、ステップ１３０７で更新された位相差比ｄと、ステップ１３０８、１３０９で得られた低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値に基づいて、これら位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの各値にするための各スイッチング素子５１〜５８に加えるべきスイッチング信号が生成され、出力される。これにより、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のごとく各スイッチング素子５１〜５４（あるいは５５〜５８）がオン／オフ動作され、図４（ａ）のごとく低電圧巻線両端子間電圧ｖ１（あるいは高電圧端子間電圧ｖ２）がオン／オフ動作され、図６（ａ）、（ｂ）のごとく力行状態となったり、同様に回生状態になったりする（ステップ１３１０）。

図１７は、第３の制御を説明するためのグラフである。図１７の横軸は、位相差比ｄ（＝低電圧デューティｄＬ＝高電圧デューティｄＨ）であり、左縦軸は出力電力Ｐ0（ｋＷ）、右縦軸は、トランス電流実効値ｉLrms（Ａ）である。図１７では、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた電圧条件）の出力電力Ｐ0の特性ＬＮ３１、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）の出力電力Ｐ0の特性ＬＮ３２、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた電圧条件）のトランス電流実効値ｉLrmsの特性ＬＮ３３、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）のトランス電流実効値ｉLrmsの特性ＬＮ３４を示している。

第３の制御と他の制御との比較結果は、図１３に示される。

図１３に示す各制御の比較結果からわかるように、「力行、回生間の連続的な切替え」は位相差比ｄを変化させることで可能であり（○）、図１７のＡ３１部で示すように「出力限界」は第１の制御、第２の制御に比べて低くなるものの（△）、Ａ３２部に示すように「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」は第１の制御、第２の制御に比べて非常に小さい（◎）ものとなる。しかし、Ａ３３部で示すように「平衡点での損失」は第１の制御に比べて大きくなる（△）。

（第４の制御）
第４の制御では、第２の制御と第３の制御を組み合わせ併用する制御を行なう。

第２の制御、つまり位相差比ｄを０．５一定に固定する制御と、第３の制御、つまり位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを等しく保持する制御とは、位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値が０．５で等しくなるとき、同じ値をとる。よって、位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値が０．５で等しくなる点を切り替え点として、第２の制御と第３の制御を切り換えるように、これら各パラメータを連続的に変化させればよい。

コントローラ８０は、図１８に示すフローチャートにしたがい第４の制御を実施する。以下では、変数Ｄと、その所定増減変化量ΔＤを導入する。変数Ｄは、−１≦Ｄ≦１の範囲内で変化させる。

すなわち、現在の出力電圧Ｖ0を計測し（ステップ１４０１）、計測した現在の出力電圧Ｖ0をフィードバックし、出力電圧目標値Ｖ0＊（５５０Ｖ）と現在値との偏差ΔＶ＝Ｖ0＊−Ｖ0を演算する（ステップ１４０２）。
つぎに、偏差ΔＶが、ΔＶ＜０であるか、ΔＶ＝０であるか、ΔＶ＞０であるかに応じて（ステップ１４０３）、変数Ｄの変化量ΔＤを求める（ステップ１４０４、１４０５、１４０６）。すなわち、ΔＶ＜０である場合には、変数Ｄの変化量ΔＤをマイナス極性の所定の減少量ΔＤ（＜０）に設定する（ステップ１４０４）。ΔＶ＝０である場合には、変数Ｄの変化量ΔＤを増減無し、つまりΔＤ＝０に設定する（ステップ１４０５）。ΔＶ＞０である場合には、変数Ｄの変化量ΔＤをプラス極性の所定の増加量ΔＤ（＞０）に設定する（ステップ１４０６）。

つぎに、現在の変数Ｄに、ステップ１４０４、１４０５、１４０６で求められた変数Ｄの変化量ΔＤを加算し、現在の変数Ｄを更新（Ｄ←Ｄ＋ΔＤ）する。ただし、変数Ｄは、−１≦Ｄ≦１の範囲内で変化させる（ステップ１４０７）。

つぎに、ステップ１４０７で更新された変数Ｄが、Ｄ≦−０．５であるか、Ｄ＞０．５であるか、これらＤ≦−０．５、Ｄ＞０．５以外であるかに応じて（ステップ１４０８）、位相差比ｄを求める（ステップ１４０９、１４１０、１４１１）。すなわち、Ｄ≦−０．５である場合には、位相差比ｄを−０．５に設定する（ステップ１４０９）。Ｄ＞０．５である場合には、位相差比ｄを０．５に設定する（ステップ１４１０）。変数ＤがこれらＤ≦−０．５、Ｄ＞０．５以外の値である場合には、変数Ｄを位相差比ｄと等しく置く（ｄ＝Ｄ）。ただし、位相差比ｄは、−０．５≦ｄ≦０．５の範囲内で変化させる（ステップ１４１１）。

つぎに、ステップ１４０７で更新された変数Ｄの絶対値｜Ｄ｜を、高電圧デューティｄＨ、低電圧デューティｄＬと等しく置く（ｄＨ＝｜Ｄ｜、ｄＬ＝｜Ｄ｜）。これにより高電圧デューティｄＨ、低電圧デューティｄＬは、０≦ｄＨ≦１、０≦ｄＬ≦１の範囲で変化する（ステップ１４１２、１４１３）。

つぎに、ステップ１４０９、１４１０、１４１１で得られた位相差比ｄと、ステップ１４１２、１４１３で得られた高電圧デューティｄＨ、低電圧デューティｄＬの値に基づいて、これら位相差比ｄ、高電圧デューティｄＨ、低電圧デューティｄＬの各値にするための各スイッチング素子５１〜５８に加えるべきスイッチング信号が生成され、出力される。これにより、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のごとく各スイッチング素子５１〜５４（あるいは５５〜５８）がオン／オフ動作され、図４（ａ）のごとく低電圧巻線両端子間電圧ｖ１（あるいは高電圧端子間電圧ｖ２）がオン／オフ動作され、図６（ａ）、（ｂ）のごとく力行状態となったり、同様に回生状態になったりする（ステップ１４１４）。

第４の制御と他の制御との比較結果は、図１３に示される。

第４の制御は、第２の制御と第３の制御を組み合わせたものであり、上記図１８に示す制御を実行することで、第２の制御、第３制御双方の利点が得られる。

すなわち、「力行、回生間の連続的な切替え」は位相差比ｄを変化させることで可能であり（○）、「出力限界」は第１の制御と同等に高く（○）、「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」は第１の制御、第２の制御に比べて非常に小さい（◎）ものとなる。しかし、「平衡点での損失」は第１の制御に比べて大きくなる（△）。

（第５の制御）
第５の制御では、入力電圧Ｖ１に応じて最適な位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの組み合わせを予め設定し、設定内容を読み出し行なう。

図１９は、前述の第１の制御、第２の制御、第３の制御を対比するためのグラフである。

図１９の横軸は、出力電力Ｐ0（ｋＷ）であり、縦軸はトランス電流実効値ｉLrms（Ａ）である。

図１９では、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合（平衡点から離れた点での電圧条件）の特性をＬＮ１５、ＬＮ２５、ＬＮ３５で示している。ＬＮ１５は、第１の制御の特性を示し、ＬＮ２５は、第２の制御の特性を示し、ＬＮ３５は、第３の制御の特性を示している。

また、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖの場合（平衡点における電圧条件）の特性をＬＮ１６、ＬＮ２６、ＬＮ３６で示している。ＬＮ１６は、第１の制御の特性を示し、ＬＮ２６は、第２の制御の特性を示し、ＬＮ３６は、第３の制御の特性を示している。

図１９をみると、同じ出力電力Ｐ0に対するトランス電流実効値ｉLrmsの大きさを対比することができる。トランス電流実効値ｉLrmsは、トランス結合型昇圧器５０の回路内部に流れる電流を表すので、同じ出力電力Ｐ0に対するトランス電流実効値ｉLrmsが小さいほど低損失となる。

なお、第４の制御は、平衡点から離れた点での電圧条件では、第２の制御の特性ＬＮ２５と、第３の制御の特性ＬＮ３５を切り替えて得られる特性となり、平衡点における電圧条件では、第２の制御の特性ＬＮ２６と、第３の制御の特性ＬＮ３６を切り替えて得られる特性となる。

第１の制御、第２の制御、第３の制御、第４の制御の比較結果は、図１３に示される。

「力行、回生間の連続的な切替え」については、第１の制御、第３の制御、第４の制御では位相差比ｄが変化するため可能である（○）。しかし、第２の制御では位相差比ｄが一定であるため不可能である（×）。

図１９のＡ４１部、Ａ４２部で示すように、第１の制御、第２の制御、第４の制御は「出力限界」が高い（○）が、第３の制御は「出力限界」が低い（△）。

図１９のＡ４３部、Ａ４４部で示すように、第１の制御（△）、第２の制御（○）、第３の制御および第４の制御（◎）の順で「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」が小さくなっていく。一方、図１９のＡ４５部、Ａ４６部で示すように「平衡点での損失」は、第２の制御（△）、第３の制御（△）、第４の制御（△）に比べて第１の制御（◎）が小さくなる。

以上のことから、低負荷では、第３の制御を行ない、高負荷では、第１の制御を行なうことが望ましい。ただし、電圧条件によって両制御を切り替えるタイミングが変化する。
そこで、入力電圧Ｖ１を種々変えて、理想的な第５の制御の特性を探索した。

図２０は、図１９と同様に横軸を出力電力Ｐ0（ｋＷ）とし縦軸をトランス電流実効値ｉLrms（Ａ）として、第５の制御の特性を示している。

図２０では、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）を、１８０Ｖ、２００Ｖ、２３０Ｖ、２５０Ｖ、２７５Ｖ（平衡点）と変化させた場合の第５の制御の特性ＬＮ５１、ＬＮ５２、ＬＮ５３、ＬＮ５４、ＬＮ５５をそれぞれ実線で示している。

また、図２０には、対比のために、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）を、１８０Ｖ、２００Ｖ、２３０Ｖ、２５０Ｖ、２７５Ｖ（平衡点）と変化させた場合の第１の制御の特性ＬＮ１５、ＬＮ１７、ＬＮ１８、ＬＮ１９、ＬＮ１６をそれぞれ破線で示している。また、対比のために、入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖの場合の第２の制御の特性ＬＮ２５、第３の制御の特性ＬＮ３５を一点鎖線で示している。

同図２０に示すように、平衡点から離れるほど、負荷が大きい点、出力電力Ｐ0が大きい点で、第３の制御から第１の制御に切り替えるようにする。すなわち入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が１８０Ｖのときは、位相差比ｄが０．３となるときに第３の制御の特性から第１の制御ＬＮ１５に切り替える（第５の制御の特性ＬＮ５１）。

また入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２００Ｖのときは、位相差比ｄが０．２となるときに第３の制御の特性から第１の制御ＬＮ１７に切り替える（第５の制御の特性ＬＮ５２）。

また入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２３０Ｖのときは、位相差比ｄが０．１となるときに第３の制御の特性から第１の制御ＬＮ１８に切り替える（第５の制御の特性ＬＮ５３）。

また入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２５０Ｖのときは、位相差比ｄが０．０５となるときに第３の制御の特性から第１の制御ＬＮ１９に切り替える（第５の制御の特性ＬＮ５４）。

また入力電圧Ｖ１（低圧側巻線端子間電圧最大値Ｖ１）が２７５Ｖ（平衡点）のときは、第１の制御ＬＮ１６を第５の制御の特性とする（第５の制御の特性ＬＮ５５）。

そこで、上記第５の制御の特性ＬＮ５１〜ＬＮ５５に従い、入力電圧Ｖ１に対応して、最適となる位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値を予め設定しておく。

具体的には、図２１に示すように、入力電圧Ｖ１の各値（１５０Ｖ、１８０Ｖ、２００Ｖ、２３０Ｖ、２５０Ｖ、２７５Ｖ、３００Ｖ）と、位相差比ｄの絶対値｜ｄ｜の各値（０．０５、０．１、０．２、０．３、０．５）に対応して、低電圧デューティｄＬ（＝高電圧デューティｄＨ）の最適値をデータテーブル形式で、コントローラ８０内の所定のメモリに記憶しておく。

コントローラ８０は、図２２に示すフローチャートにしたがい第５の制御を実施する。

すなわち、現在の出力電圧Ｖ0を計測し（ステップ１５０１）、計測した現在の出力電圧Ｖ0をフィードバックし、出力電圧目標値Ｖ0＊（５５０Ｖ）と現在値との偏差ΔＶ＝Ｖ0＊−Ｖ0を演算する（ステップ１５０２）。
つぎに、偏差ΔＶが、ΔＶ＜０であるか、ΔＶ＝０であるか、ΔＶ＞０であるかに応じて（ステップ１５０３）、位相差比ｄの変化量Δｄを求める（ステップ１５０４、１５０５、１５０６）。すなわち、ΔＶ＜０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄをマイナス極性の所定の減少量Δｄ（＜０）に設定する（ステップ１５０４）。ΔＶ＝０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄを増減無し、つまりΔｄ＝０に設定する（ステップ１５０５）。ΔＶ＞０である場合には、位相差比ｄの変化量Δｄをプラス極性の所定の増加量Δｄ（＞０）に設定する（ステップ１５０６）。

つぎに、現在の位相差比ｄに、ステップ１５０４、１５０５、１５０６で求められた位相差変化量Δｄを加算し、現在の位相差比ｄを更新（ｄ←ｄ＋Δｄ）する。ただし、位相差比ｄは、−０．５≦ｄ≦０．５の範囲内で変化させる（ステップ１５０７）。

つぎに、現在の入力電圧Ｖ１を計測し（ステップ１５０８）、計測された現在の入力電圧Ｖ１と、ステップ１５０７で更新された位相差比ｄの絶対値｜ｄ｜に対応する低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨを、図２１に示すデータテーブルから読み出す（ステップ１５０９）。そして、読み出された低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの値と、ステップ１５０７で更新された位相差比ｄに基づいて、これら位相差比ｄ、低電圧デューティｄＬ、高電圧デューティｄＨの各値にするための各スイッチング素子５１〜５８に加えるべきスイッチング信号が生成され、出力される。これにより、図４（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のごとく各スイッチング素子５１〜５４（あるいは５５〜５８）がオン／オフ動作され、図４（ａ）のごとく低電圧巻線両端子間電圧ｖ１（あるいは高電圧端子間電圧ｖ２）がオン／オフ動作され、図６（ａ）、（ｂ）のごとく力行状態となったり、同様に回生状態になったりする（ステップ１５１０）。

第５の制御は、第１の制御と第３の制御を組み合わせた最適な制御であり、上記図２２に示す制御を実行することで、第１の制御、第３制御双方の利点が得られる。

すなわち、「力行、回生間の連続的な切替え」は位相差比ｄを変化させることで可能であり（○）、「出力限界」は第１の制御と同等に高く（○）、「平衡点から離れた点での軽負荷での損失」は第１の制御、第２の制御に比べて非常に小さい（◎）ものとなる。更に「平衡点での損失」は第１の制御と同等に非常に小さくなる（◎）。

実施形態では、トランス結合型昇圧器５０が、ハイブリッド建設機械１に搭載されることを想定して説明した。しかし、本発明としては、トランス結合型昇圧器５０を、建設機械に限らず任意の輸送用機械、任意の産業機械に搭載してもよい。また、将来にわたってキャパシタとは異なる、大電力を充放電可能な蓄電装置が開発されたならば、その蓄電装置に本発明を適用する実施も可能である。

Claims

低圧側インバータと高圧側インバータとがトランスを介して結合され、蓄電装置の入力端子間の入力電圧を昇圧して出力端子間に出力電圧として印加するトランス結合型昇圧器の制御装置において、
低圧側インバータは、
トランスの低圧側巻線の両端子にブリッジ接続された４つのスイッチング素子と、
各スイッチング素子と並列に極性が逆向きに接続されたダイオードと
を含んで構成され、
高圧側インバータは、
トランスの高圧側巻線の両端子にブリッジ接続された４つのスイッチング素子と、
各スイッチング素子と並列に極性が逆向きに接続されたダイオードと
を含んで構成され、
低圧側インバータの正極と高圧側インバータの負極とが加極性となるように両インバータが直列に接続されており、
各スイッチング素子に対してオン／オフのスイッチング信号を印加して、低圧側巻線の両端子間の電圧および高圧側巻線の両端子間の電圧がプラス極性になる電圧プラス極性期間とマイナス極性になる電圧マイナス極性期間が所定の周期で交互に繰り返されるスイッチング制御を行なう制御手段が設けられ、
制御手段は、スイッチング制御を行なうに際して、低圧側巻線の両端子間電圧または／および高圧側巻線の両端子間電圧の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を設ける制御を付加すること
を特徴とするトランス結合型昇圧器の制御装置。
制御手段は、低圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、または／および高圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号間に位相差を設けることにより、低圧側巻線の両端子間電圧または／および高圧側巻線の両端子間電圧の電圧プラス極性期間と電圧マイナス極性期間との間に電圧零の期間を形成すること
を特徴とする請求項１記載のトランス結合型昇圧器の制御装置。
制御手段は、低圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加するスイッチング信号と高圧側インバータを構成する各スイッチング素子に印加する各スイッチング信号との間の位相差と、低圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間と、高圧側巻線の両端子間で電圧零になる期間をパラメータとして調整を行うこと
を特徴とする請求項１記載のトランス結合型昇圧器の制御装置。
蓄電装置の入力端子間の入力電圧及びトランス結合型昇圧器の出力電圧及びトランス巻き数比を含む動作条件に対応して、最適となるパラメータの値が予め設定されていること
を特徴とする請求項３記載のトランス結合型昇圧器の制御装置。