JP5853881B2

JP5853881B2 - 無線通信装置

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Publication number: JP5853881B2
Application number: JP2012142606A
Authority: JP
Inventors: 孝信藤原; 谷口　英司; 英司谷口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-06-26
Filing date: 2012-06-26
Publication date: 2016-02-09
Anticipated expiration: 2032-06-26
Also published as: JP2014007618A

Description

本発明は、無線通信システムに用いられる無線通信装置に関するものである。

無線通信システムに用いられている無線通信装置において、装置の小型化、軽量化、低コスト化の要求に応えるものとして、例えばダイレクトコンバージョン方式が知られている。このようなダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置では、受信した高周波（ＲＦ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号と、ＲＦ信号と同じ周波数を持つローカル発信器信号とをミクサ回路によりミキシングし、直接ベースバンドに周波数変換して元信号を復調する。

ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置においては、受信時において、ミクサ回路で生じる２次ひずみが、ミクサ回路の出力における希望波帯域である直流（ＤＣ：ＤｉｒｅｃｔＣｕｒｒｅｎｔ）成分の帯域に混入し、受信品質を劣化させてしまうという問題があった。

このような問題に対し、例えば特許文献１では、無線通信装置内で発生させた２波の高周波信号を試験信号としてミクサ回路に入力し、ミクサ回路の出力に含まれる２次ひずみ出力レベルを検出し、検出した出力レベルに応じてミクサ回路のバイアス制御を行うことによって２次ひずみを軽減させている。

特許第３６７２５９０号

しかしながら、このような従来の無線通信装置においては、２波の高周波信号を発生させるために、発信器やミクサ回路を有する信号発生回路を別途設けることが必要であり、装置全体として回路規模が増大し、消費電力が高くなるという課題があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、小さい回路規模で低消費電力化を図ることのできる無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明に係る無線通信装置は、入力される高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成するローカル信号生成部と、入力される前記高周波信号に前記ローカル信号を乗算してベースバンド信号に変換する周波数変換部と、前記高周波信号が前記周波数変換部に入力されない期間に、試験用の直流信号である試験信号を生成し前記周波数変換部に入力する試験信号生成部と、入力された前記試験信号に対する前記周波数変換部からの出力信号に含まれる直流成分のレベルを検出する検出部と、前記検出部で検出された前記直流成分のレベルに基づき前記周波数変換部のパラメータを制御する制御部とを備え、検出部は、周波数変換部に高周波信号及び試験信号が入力されない場合に周波数変換部から出力される直流オフセットを検出し、制御部は、直流オフセットと直流成分のレベルとの絶対値の差を小さくするようパラメータを制御することを特徴とする。

本発明の無線通信装置によれば、直流信号を試験信号として用いるので、試験信号を発生させるための回路規模を小さくでき、また低消費電力化が可能となる。

実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示す図。実施の形態１に係る２次ひずみ補正処理のフローチャート。実施の形態１に係るギルバートセル型のミクサ回路の回路図。実施の形態１に係るＤＣテスト信号発生部の回路図。実施の形態１に係る無線通信装置の他の構成を示す図。実施の形態１に係る無線通信装置の他の構成を示す図。実施の形態２に係るパッシブ型のミクサ回路とＤＣテスト信号発生部の回路図。

実施の形態１．
以下図面を用いて本発明の実施の形態１を説明する。図１は実施の形態１に係る無線通信装置の構成を示す図である。図２は実施の形態１に係る２次ひずみ補正処理のフローチャートである。図３は実施の形態１に係るギルバートセル型のミクサ回路の回路図である。図４は実施の形態１に係るＤＣテスト信号発生部の回路図である。図５は実施の形態１に係る無線通信装置の他の構成を示す図である。図６は実施の形態１に係る無線通信装置の他の構成を示す図である。

無線通信装置は、入力端子１０１と、混合器１０２と、ローカル発信器１０３と、ミクサ回路（周波数変換部）１０４と、検出部１０５と、制御部１０６と、ＤＣテスト信号発生部（試験信号生成部）１０７と、出力端子１１０を備える。

入力端子１０１には、図１には図示しないアンテナで受信された高周波信号であるＲＦ信号１０８が入力される。

混合器１０２は、入力端子１０１、ＤＣテスト信号発生部１０７、及びミクサ回路１０４と接続され、入力端子１０１からＲＦ信号１０８が入力されると、ＲＦ信号１０８をミクサ回路１０４に出力する。

ローカル発振器１０３は、ミクサ回路１０４に接続され、ＲＦ信号１０８と同じ周波数を持つローカル信号１０９を生成しミクサ回路１０４に出力する。なお、ローカル信号１０９の周波数はＲＦ信号１０８の周波数と全くの同一である必要はなく、多少ずれていてもよい。

ミクサ回路１０４は、混合器１０２、ローカル発振器１０３、出力端子１１０、検出部１０５、及び制御部１０６と接続される。ミクサ回路１０４は、混合器１０２を介して入力端子１０１からＲＦ信号１０８が入力されると、ＲＦ信号１０８をローカル信号１０９を用いて周波数変換（ダウンコンバージョン）しベースバンド信号を出力する。つまり、ミクサ回路１０４は、ＲＦ信号１０８にローカル信号１０９を乗算してベースバンド信号に周波数変換する。

また、ミクサ回路１０４は、混合器１０２を介してＤＣテスト信号発生部１０７からＤＣ電流（又はＤＣ電圧）としての直流信号であるＤＣテスト信号１１１が入力されると、ローカル信号１０９を用いて周波数変換しテスト出力信号を出力する。このＤＣテスト信号１１１は、ミクサ回路１０４で試験的に２次ひずみを発生させるための試験用の試験信号である。

また、ミクサ回路１０４は、入力端子１０１からＲＦ信号１０８の入力がなく、ＤＣテスト信号発生部１０７からのＤＣテスト信号の入力がない場合、すなわちローカル信号１０９のみが入力されている場合、電圧値であるＤＣオフセットを出力する。なお、ミクサ回路１０４は、ＤＣ成分以外の周波数成分については除去してから出力するものとしてよいし、ミクサ回路１０４の後段にＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）を設けて除去することとしてもよい。

検出部１０５は、ミクサ回路１０４、制御部１０６、及び出力端子１１０と接続され、例えばＡＤＣ（ＡｎａｌｏｇＤｉｇｉｔａｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）により実現される。検出部１０５は、ミクサ回路１０４から出力されるＤＣオフセットを検出し、検出した値を制御部１０６に出力する。また、検出部１０５は、ミクサ回路１０４から出力されるテスト出力信号に含まれる２次ひずみ、つまり、ＤＣ成分のレベル値を検出し、検出した値を制御部１０６に出力する。

制御部１０６は、検出部１０５、ミクサ回路１０４、及び検出部１０５と接続され、例えばデジタル回路等により実現される。制御部１０６は、検出部１０５からＤＣオフセット値が入力されると、ＤＣテスト信号発生部１０７を起動するよう指示する。制御部１０６は、検出部１０５からテスト出力信号に含まれるＤＣ成分のレベル値が入力されると、ミクサ回路１０４のパラメータを制御して２次ひずみ量を調整、つまり、２次ひずみ補正処理を行う。また、制御部１０６は、２次ひずみ補正処理が終了すると、ＤＣテスト信号発生部１０７を停止するよう指示する。２次ひずみ補正処理についての詳細は後述する。

ＤＣテスト信号発生部１０７は、制御部１０６、混合器１０２と接続され、ＤＣ電流又はＤＣ電圧を発生（生成）する。ＤＣテスト信号発生部１０７は、制御部１０６から起動指示があると、ＤＣ電流又はＤＣ電圧を、ＤＣテスト信号１１１として、混合器１０２を介してミクサ回路１０４に入力する。

次に、図１及び図２を用いて本発明の実施の形態１の動作について説明する。

まず、無線通信装置が外部から所望の信号を受信している場合の処理について説明する。この場合、入力端子１０１からＲＦ信号１０８がミクサ回路１０４に入力され、ミクサ回路１０４は上記のようにダウンコンバージョンし、ベースバンド信号を出力端子１１０から出力する。この際、検出部１０５、制御部１０６、及びＤＣテスト信号発生部１０７は動作しない。

次に、２次ひずみ補正処理の動作について説明する。２次ひずみ補正処理は、無線通信装置が、外部から所望の信号を受信していない期間に行われる。そのため、２次ひずみ補正処理が行われる間は、ミクサ回路１０４にはＲＦ信号１０８は入力されない。なお、２次ひずみ補正処理の期間中であっても、ローカル信号１０９はミクサ回路１０４に入力される。ミクサ回路１０４にＲＦ信号１０８及びＤＣテスト信号１１１が入力されず、ローカル信号１０９が入力される場合は、ミクサ回路１０４はＤＣオフセットを出力する（ステップＳ１）。検出部１０５は、ＤＣオフセットを検出し、その値を制御部１０６に出力する。

制御部１０６は、ＤＣオフセットの値を基準値Ｖｒｅｆとして記憶する（ステップＳ２）。また、制御部１０６は、ＤＣテスト信号発生部１０７を起動するよう指示する（ステップＳ３）。

制御部１０６から起動指示を受けたＤＣテスト信号発生部１０７は、ＤＣテスト信号１１１を生成し、混合器１０２を介してミクサ回路１０４に入力する（ステップＳ４）。

ミクサ回路１０４は、ＤＣテスト信号発生部１０７からＤＣテスト信号１１１が入力されると、周波数変換処理を行い、テスト出力信号を出力する。検出部１０５は、テスト出力信号に含まれる２次ひずみを検出し、制御部１０６に出力する（ステップＳ５）。つまり、検出部１０５は、テスト出力信号のＤＣ成分のレベル値を取り込み、検出した値制御部１０６に出力する。この際、検出部１０５は、テスト出力信号のＤＣ成分のレベル値のみ取り込めばよいので、検出部１０５の前段又は後段にバンドパスフィルタを設ける必要はなく、回路規模を小さくするとともに消費電力を低減することができる。

制御部１０６は、テスト出力信号のＤＣ成分のレベル値が入力されると、カウントを１に設定し（ステップＳ６）、ミクサ回路１０４のパラメータを制御する。ここで、パラメータ制御の方法として、例えばミクサ回路１０４のトランジスタペアの各トランジスタのバイアス電圧を変化させてもよいし、ミクサ回路１０４のローカル信号入力の位相差、振幅差をパラメータとしてその値を変化させてもよい。また、負荷抵抗をパラメータとしてその値を変化させてもよい。また、これらを組み合わせてその値を変化させてもよい。すなわち制御部１０６は、このようなミクサ回路１０４のパラメータの値を変化させることによって２次ひずみを最小化する。以下、ミクサ回路１０４のパラメータ制御として、ミクサ回路１０４のバイアス電圧を変化させる方法を例にとって説明する。なお、詳細な説明は後述するが、図３に示すミクサ回路１０４において、ＮＭＯＳ（negative channel Metal Oxide Semiconductor）対（３０９ａ及び３０９ｂ、３０９ｃ及び３０９ｄ）への電圧がバイアス電圧、抵抗３０７ａ、３０７ｂが負荷抵抗、差動ローカル入力端子３１１がローカル信号の入力箇所にそれぞれ相当する。

制御部１０６は、ミクサ回路１０４のバイアス電圧を初期値Ｘ０から所定値Ｘ１ずらす。検出部１０５は、その際のミクサ回路１０４からの出力であるテスト出力信号のＤＣ成分のレベル値であるＶｉｍ２（Ｘ１）を取り込み、制御部１０６に出力する（ステップＳ７）。

制御部１０６は、ステップＳ２で記憶していたＶｒｅｆ値とＶｉｍ２（Ｘ１）値との絶対値の差を計算する（ステップＳ８）。次に、制御部１０６は、計算したＶｉｍ２（Ｘ１）が最小値であれば、値Ｘ１を最小値であるＸｍｉｎとして記憶する（ステップＳ９）。ここでは１回目のループであるので制御部１０６はＸ１をＸｍｉｎとして記憶することとするが、予め設定した初期値をＸｍｉｎとしておいてもよい。

制御部１０６は、カウント値が全試行回数Ｎに達していなければ（ステップＳ１０−Ｎｏ）、カウントを更新し（ステップＳ１１）、バイアス電圧をＸ０から所定値Ｘ２ずらしてステップＳ７からステップＳ９の動作を繰り返す。ステップＳ９において、Ｖｒｅｆ値とＶｉｍ２（Ｘ２）値との絶対値の差が、Ｖｒｅｆ値とＶｉｍ２（Ｘ１）値との絶対値の差よりも小さければ、制御部１０６は、Ｘ２をＸｍｉｎとしてその値を更新する。

この場合、ミクサ回路１０４のバイアス電圧を初期値Ｘ０からＸ２ずらした方が、Ｘ１ずらしたときよりも２次ひずみのＤＣ成分が小さいと言える。なお、ステップＳ２においてＶｒｅｆを最初に取り込むのは、ミクサ回路１０４の２次ひずみに含まれるＤＣ成分と、ミクサ回路１０４がもともと有するＤＣオフセットとを区別するためである。

このようなステップＳ７からステップＳ１１までの処理を繰り返し、カウント値が全試行回数Ｎに達すると（ステップＳ１０−Ｙｅｓ）、制御部１０６は、ミクサ回路１０４のバイアス電圧を、初期値Ｘ０からＸｍｉｎずらしたまま固定（設定）する（ステップＳ１２）。それから、制御部１０６は、ＤＣテスト信号発生部１０７を停止するよう指示し、ミクサ回路１０４にはＤＣテスト信号１０７が入力されなくなる（ステップＳ１３）。以上により２次ひずみ補正処理を終了する。

なお、ここではミクサ回路１０４のバイアス電圧を変化させる方法として、上記のステップＳ６からステップＳ１２までの処理を説明したが、この処理に限定されるものではない。例えば、制御部１０６が、ＶｒｅｆとＶｉｍ２（Ｘｉ）との絶対値の差に基づきＸｍｉｎの値を更新していくのではなく、Ｎ回試行したそれぞれのＸｉを全て記憶しておき、その内ＶｒｅｆとＶｉｍ２（Ｘｉ）との絶対値の差が最も小さいＸｉを選択するというようにしてもよい。

また、制御部１０６は、目的値との差に基づきバイアス電圧の変化量を決定するよう制御するようにしてもよい。例えば、あるステップ（ｉ＝ｃ）においてバイアス電圧を正の方向に変化させ、ＶｒｅｆとＶｉｍ２（Ｘｃ）との絶対値の差が大きくなった場合に、次のステップ（ｉ＝ｃ＋１）において、バイアス電圧を負の方向に大きく変化させる、といったような制御を行ってもよい。こうすることにより、ＶｒｅｆとＶｉｍ２との絶対値の差が最小値に収束するのを速めることが可能となる。

次に、図３及び図４を用いて回路レベルでの動作について説明する。

図３に示すミクサ回路１０４は、いわゆるギルバートセル型のミクサ回路である。図３において、ＲＦ信号は、差動入力端子３１２に入力され、ＮＭＯＳ３０８ａ、３０８ｂを有する擬似差動対３１４と、ＮＭＯＳ３０９ａ、３０９ｂ、３０９ｃ、３０９ｄを有するスイッチ段３１３と、負荷抵抗３０７ａ、３０７ｂとを介して、差動出力端子３１０からベースバンド信号を出力する。

ローカル信号は、差動ローカル入力端子３１１から入力され、バッファ３０１ａ、３０１ｂと、容量３０２ａ、３０２ｂと、抵抗３０３ａ、３０３ｂとを介してスイッチ段３１３を駆動する。なお、抵抗３０３ａ、３０３ｂにはＤＣ電圧源３０４、３０５が接続され、負荷抵抗３０７ａ、３０７ｂには電源端子３０６が接続される。

２次ひずみ補正処理の一例として、上記したように、制御部１０６がミクサ回路１０４のバイアス電圧を制御する方法を説明したが、具体的には、図３には図示しない制御部１０６が、まずＤＣ電圧源３０４に指示を与える。すると、ＤＣ電圧源３０４の電圧が、スイッチ段３１３におけるＮＭＯＳ対（３０９ａと３０９ｂ、及び３０９ｃと３０９ｄ）のゲートバイアスに電位差を発生させる。つまり、ＤＣ電圧源３０４は、スイッチ段３１３に意図的に差動ミスマッチを加えることに相当する。

ゲートバイアスの電位差を発生させることにより、ＮＭＯＳ３０９をＯＮ/ＯＦＦするゲート電位の閾値がずれる。その結果、ＮＭＯＳ対（３０９ａと３０９ｂ、及び３０９ｃと３０９ｄ）のＯＮ/ＯＦＦのタイミングが相補にずれ、デューティー比が調整される。

このように、意図的に差動ミスマッチを加えてデューティー比を調整することにより、ミクサ回路１０４の２次ひずみ量を調整する。

図４において、ＲＦ信号１０８が入力される差動入力端子４０５とミクサ回路４０２との間には、抵抗４０３ａ及び４０３ｂと、可変電流源４０４と、ＤＣ電圧源４０７とを有するＤＣテスト信号発生部４０８が接続される。

２次ひずみ補正処理期間中は、ミクサ回路４０２には、差動入力端子４０５からＲＦ信号は入力されず、ＤＣテスト信号発生部４０８の可変電流源４０４によりＤＣテスト信号が入力される。ミクサ回路４０２は、入力されたＤＣテスト信号と、ローカル発振器４０１から入力されるローカル信号とをミキシングして、差動出力端子４０６にテスト出力信号を出力する。

以上のように、本発明の実施の形態１によれば、ミクサ回路１０４で２次ひずみを試験的に発生させるための試験用の信号として、直流信号であるＤＣテスト信号１１１を用いているので、ＤＣテスト信号を発生させるために簡易なＤＣテスト信号発生部１０７を設けるだけでよく、無線通信装置全体としての回路規模を小さくでき、消費電力を低くすることができる。

また、ミクサ回路１０４に入力されるＤＣテスト信号１１１は直流信号であるので、ミクサ回路１０４のテスト出力信号に含まれるＤＣ成分を２次ひずみとして検出すればよく、検出部１０５として高精度な検出器が必要なくなるとともに特定周波数を取り込むためのバンドパスフィルタも必要なくなるので、回路規模を小さくすることができるとともに低消費電力化が可能となる。

なお、これまで無線通信装置として図１に示す構成を例に説明したが、図５に示すように、ミクサ回路１０４の後段に設けられ、信号の高周波成分を除去するローパスフィルタ１１２と、ローパスフィルタ１１２の後段に設けられ、入力された信号の出力レベルを一定にする可変利得増幅器１１３とを備えた構成であってもよい。こうすることにより、ミクサ回路１０４のテスト出力信号に含まれるＤＣ成分を含む低周波帯域以外の帯域の成分を除去又は減衰できるので、検出部１０５が、入力された信号に含まれるＤＣ成分のレベル値を精度高く検出することが可能となる。なお、図５に示す無線通信装置の構成のうち、図１に示す構成に相当する部分には図１と同一符号を付してその説明を省略する。

なお、図６に示すように、ローパスフィルタ１１２及び可変利得増幅器１１３に加え、可変利得増幅器１１３の後段に設けられアナログ信号からデジタル信号に変換するＡＤＣ１１４と、ＡＤＣ１１４の後段に設けられ復調処理を行う復調部１１５とを備えた構成であってもよい。なお、図６に示す無線通信装置の構成のうち、図１又は図５に示す構成に相当する部分には図１又は図５と同一符号を付してその説明を省略する。

なお、これまで説明した無線通信装置の２次ひずみ補正処理は、低ＩＦ（ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）方式の無線通信装置にも適用することが可能である。妨害波帯域幅が広帯域な環境においては２次ひずみが希望波帯域に漏れ込む可能性は高く、特に帯域幅もＭＨｚオーダーと広いＬＴＥ（ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）等においては有効である。

実施の形態２．
以下図面を用いて本発明の実施の形態２について説明する。図７は実施の形態２に係るパッシブ型のミクサ回路とＤＣテスト信号発生部の回路図である。

実施の形態２の無線通信装置は、図１、図５、又は図６におけるミクサ回路１０４を、図７に示すパッシブ型ミクサ回路としている点において実施の形態１と異なる。なお、無線通信装置のうちミクサ回路１０４以外の構成については実施の形態１と同様であるので図１と同一の符号を付してその説明を省略する。

ＲＦ信号は、差動入力端子７０１から入力され、トランスコンダクタンス段７１２により電圧/電流変換され、容量７０４ａにより不要なＤＣ成分が除去又は減衰される。パッシブ型ミクサ回路においては、トランスコンダクタンス段７１２にて発生した２次ひずみのＤＣ成分が、容量７０４ａにより除去されるので、無線通信装置全体としての２次ひずみ性能を向上させることができる。

ローカル信号は差動ローカル入力端子７０３より入力され、容量７０４ｂを介してスイッチ段７０９を駆動する。スイッチ段７０９により周波数変換された信号は、抵抗７１０ａ、７１０ｂ、及び差動オペアンプ７１１を有するトランスインピーダンス段７１３により電流/電圧変換され、差動出力端子７０２より出力される。

ＤＣテスト信号発生部７１４は、抵抗７０５ｃ、７０５ｄと、可変電流源７０６と、ＤＣ電圧源７０８ａとを有し、ＤＣテスト信号を、可変電流源７０６より、容量７０４ａとスイッチ段７０９との間に直接供給する。このようにすることにより、ＤＣテスト信号が容量７０４ａにより除去されず、かつ、上述したような高い２次ひずみ性能を実現することが可能となる。

スイッチ段７０９には、抵抗７０５ｂ、可変電流源７０７、抵抗７０５ａ、ＤＣ電圧源７０８が接続されており、図７に図示しない制御部１０６が可変電流源７０７を動作させることにより、スイッチ段７０９内のトランジスタペアの各トランジスタのバイアス電圧を変化させ、２次ひずみ量を調整する。なお、上述したように、ミクサ回路１０４のローカル信号入力の位相差、振幅差をパラメータとしてその値を変化させてもよいし、負荷抵抗をパラメータとしてその値を変化させてもよい。また、これらを組み合わせてその値を変化させてもよい。

以上のように、本発明の実施の形態２によれば、ミクサ回路１０４で２次ひずみを試験的に発生させるための試験用の信号として、直流信号であるＤＣテスト信号を用いているので、ＤＣテスト信号を発生させるために簡易なＤＣテスト信号発生部７１４を設けるだけでよく、無線通信装置全体としての回路規模を小さくでき、消費電力を低くすることができる。

また、ミクサ回路１０４に入力されるＤＣテスト信号は直流信号であるので、ミクサ回路１０４のテスト出力信号に含まれるＤＣ成分を２次ひずみとして検出すればよく、検出部１０５として高精度な検出器が必要なくなるとともに特定周波数を取り込むためのバンドパスフィルタも必要なくなるので、回路規模を小さくすることができるとともに低消費電力化が可能となる。

また、ミクサ回路１０４のトランスコンダクタンス段７１２にて発生した２次ひずみのＤＣ成分が、トランスコンダクダタンス段７１２の後段に設けられた容量７０４ａにより除去されるので、無線通信装置全体としての２次ひずみ性能を向上させることができる。また、スイッチ段７０９のトランジスタのバイアス電流がないためフリッカー雑音の影響を少なくすることができる。

１０１入力端子、１０２混合器、１０３ローカル発振器、１０４ミクサ回路、１０５検出部、１０６ＤＣテスト信号発生部、１０８ＲＦ信号、１０９ローカル信号、１１０出力端子、１１１ＤＣテスト信号、１１２ローパスフィルタ、１１３可変利得増幅器、１１４ＡＤＣ、１１５復調部、３０１ａ〜３０１ｂバッファ回路、３０２ａ〜３０２ｂ容量、３０３ａ〜３０３ｂ抵抗、３０４ＤＣ電圧源、３０５ＤＣ電圧源、３０６電源端子、３０７ａ〜３０７ｂ抵抗、３０８ａ〜３０８ｂＮＭＯＳ、３０９ａ〜３０９ｄＮＭＯＳ、３１０差動出力端子、３１１差動ローカル入力端子、３１２差動入力端子、３１３スイッチ段、３１４擬似差動対、４０１容量、４０２ミクサ回路、４０３ａ〜４０３ｂ抵抗、４０４可変電流源、４０５差動入力端子、４０６差動出力端子、４０７ＤＣ電圧源、４０８ＤＣテスト信号発生部、７０１差動入力端子、７０２差動出力端子、７０３差動ローカル入力端子、７０４ａ〜７０４ｂ容量、７０５ａ〜７０５ｄ抵抗、７０６可変電流源、７０７可変電流源、７０８ａ〜７０８ｂＤＣ電圧源、７０９スイッチ段、７１０ａ〜ｂ抵抗、７１１差動オペアンプ、７１２トランスコンダクタンス段、７１３トランスインピーダンス段、７１４ＤＣテスト信号発生部

Claims

入力される高周波信号と同じ周波数のローカル信号を生成するローカル信号生成部と、
入力される前記高周波信号に前記ローカル信号を乗算してベースバンド信号に変換する周波数変換部と、
前記高周波信号が前記周波数変換部に入力されない期間に、試験用の直流信号である試験信号を生成し前記周波数変換部に入力する試験信号生成部と、
入力された前記試験信号に対する前記周波数変換部からの出力信号に含まれる直流成分のレベルを検出する検出部と、
前記検出部で検出された前記直流成分のレベルに基づき前記周波数変換部のパラメータを制御する制御部とを備え、
前記検出部は、前記周波数変換部に前記高周波信号及び前記試験信号が入力されない場合に前記周波数変換部から出力される直流オフセットを検出し、
前記制御部は、前記直流オフセットと前記直流成分のレベルとの絶対値の差を小さくするよう前記パラメータを制御することを特徴とする無線通信装置。
前記制御部は、前記周波数変換部のパラメータの制御として、前記周波数変換部のバイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
前記周波数変換部は、前記試験信号が入力される前段に、信号の直流成分を減衰させるフィルタが設けられたパッシブ型のミクサ回路であることを特徴とする請求項１または２に記載の無線通信装置。
前記周波数変換部は、ギルバートセル型のミクサ回路であることを特徴とする請求項１または２に記載の無線通信装置。
前記周波数変換部の後段に設けられ、前記周波数変換部からの前記出力信号のうち少なくとも直流成分を含む低周波帯域を通過させるローパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の無線通信装置。