JP6018749B2 - チャージポンプシステムを制御するための回路および方法 - Google Patents

Description

本願発明は、チャージポンプシステムを制御するための回路および方法に関する。
関連出願
本出願は、参照によりその全体が本明細書に組み込まれている、2008年11月17日に出願した「Charge Pump Systems with Adjustable Frequency Control」という名称の同時係属の米国出願第12/313,114号の一部継続出願である。

電池/電力管理用途では、充電および放電ループを制御するためのハイサイドスイッチとしてPMOSFET(pチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)を用いることができる。通常はPMOSFETは、同じターンオン抵抗を有するNMOSFET(nチャネルMOSFET)よりも高価なので、時にはNMOSFETがハイサイドスイッチとして用いられる。電子システムたとえば電池動作システムにおいて、NMOSFETがハイサイドスイッチとして用いられる場合は、電池電圧が比較的低いときにもNMOSFETを完全にターンオンするために、チャージポンプを用いることができる。しかし動作時には、電池の電圧は変動し得る。その結果として、チャージポンプによって発生される駆動電圧が高くなり過ぎる場合があり、それにより電池電圧が比較的高いときにNMOSFETを降伏させ得る。この問題を解決するためには、駆動電圧を所定の値に制限するために追加の電圧クランプを用いることができる。

しかし電圧クランプによって追加の電力が消費されるようになり、電子システムの電力効率が低下する。

本願発明の回路は、チャージポンプと、帰還回路とを含む。スイッチに結合されたチャージポンプは、スイッチに制御信号を供給する。チャージポンプに結合された帰還回路は、制御信号を受け取り、制御電圧に基づいてチャージポンプの動作周波数を調整する。制御電圧は、帰還回路を通して動作周波数を調整することによって所定の目標電圧に調整される。

本明細書に組み込まれその一部となる添付の図面は、本発明の実施形態を示し、説明と共に本発明の原理を説明するためのものである。

本発明の一実施形態による電子システムの例示のブロック図である。 本発明の一実施形態による電子システムの例示のブロック図である。 本発明の一実施形態によるチャージポンプの例示の回路図である。 本発明の一実施形態による、クロック発生器を有する電子システムの例示の回路図である。 本発明の一実施形態による、クロック発生器を有する電子システムの例示の回路図である。 本発明の一実施形態による、クロック発生器を有する電子システムの例示の回路図である。 本発明の一実施形態による、センサを有する電子システムの例示の回路図である。 本発明の一実施形態による、放電経路を有する電子システムの例示の回路図である。 本発明の一実施形態による電子システムによって行われる動作の例示のフローチャートである。 本発明の他の実施形態による電子システムのブロック図である。 本発明の一実施形態による、図9の電子システムの概略図である。 本発明の他の実施形態による電子システムの概略図である。 本発明の一実施形態による、チャージポンプシステムを制御する方法のフローチャートである。

一実施形態では、回路は、チャージポンプと、帰還回路とを含む。スイッチに結合されたチャージポンプは、スイッチに制御信号を供給する。チャージポンプに結合された帰還回路は、制御信号を受け取り、制御電圧に基づいてチャージポンプの動作周波数を調整する。制御電圧は、帰還回路を通して動作周波数を調整することによって所定の目標電圧に調整される。

次に、本発明の実施形態を詳しく参照する。本発明について、これらの実施形態に関連して説明するが、それらは本発明をこれらの実施形態に限定するものではないことが理解されよう。これに反して本発明は、代替形態、変更形態、および等価物を包含するものであり、これらは添付の特許請求の範囲で定義される本発明の趣旨および範囲に含むことができる。

さらに、本発明の以下の詳細な説明では、本発明の完全な理解を得るために数多くの特定の詳細が述べられる。しかし本発明は、これらの特定の詳細がなくても実施できることが当業者には理解されよう。他の場合において、良く知られた方法、手順、構成要素、および回路は、本発明の態様が不必要に不明瞭にならないように、詳細には述べていない。

一実施形態では、回路は、チャージポンプと、帰還回路とを含む。スイッチに結合されたチャージポンプは、スイッチに制御信号を供給する。チャージポンプに結合された帰還回路は、制御信号を受け取り、制御電圧に基づいてチャージポンプの動作周波数を調整する。制御電圧は、帰還回路を通して動作周波数を調整することによって所定の目標電圧に調整される。

図1は、本発明の一実施形態による電子システム100の例示のブロック図を示す。図1に示されるように、電子システム100は、出力130を発生して電子素子104を制御するためのチャージポンプドライバ102を含む。さらに、チャージポンプドライバ102に結合されたクロック発生器112は、チャージポンプドライバ102を制御するためにクロック信号114を発生し、電子素子104の状態に従ってクロック信号114の周波数f₁₁₄を調整することができる。

より具体的には一実施形態では、電子システム100はさらに、電子素子104に結合され、電子素子104の状態を示す制御信号110を発生するためのセンサ106を含む。たとえば電子素子104は、スイッチたとえばNMOSFETとすることができる。スイッチ104の状態、たとえばスイッチ104が完全にターンオンされているかどうかは、スイッチ104のゲート-ソース電圧V_GSによって示すことができる。センサ106は、スイッチ104のゲート-ソース電圧V_GSを監視し、ゲート-ソース電圧V_GSに従って制御信号110を発生することができる。さらにスイッチ104は、チャージポンプドライバ102の出力130によってターンオンすることができる。出力130の電圧レベルは、クロック信号114に基づいてチャージポンプドライバ102によって高めることができる。

一実施形態では、制御信号110は、ゲート-ソース電圧V_GSに比例する電圧レベルを有するアナログセンシング信号V_Sとすることができる。別の実施形態では、制御信号110は、スイッチ104が完全にターンオンされているかどうかを示すデジタル制御信号とすることができる。たとえばセンサ106は、センシング信号V_Sを発生し、センシング信号V_Sを所定の信号V_PREと比較し、比較に従ってデジタル制御信号を発生することができる。このような一実施形態では、所定の信号V_PREは、スイッチ104の完全なターンオン電圧V_Fによって決定される。V_SがV_PREより小さいときは、スイッチ104は完全にターンオンされない。V_SがV_PREより大きいときは、スイッチ104は完全にターンオンすることができる。

さらにセンサ106は、クロック信号114の周波数f₁₁₄を調整するように、スイッチ104の状態を示す制御信号110に従ってクロック発生器112を制御することができる。たとえば周波数f₁₁₄は、スイッチ104が完全にターンオンされていないときは第1の値f₁を有することができる。周波数f₁₁₄はまた、スイッチ104が完全にターンオンされたときは第1の値f₁より低い第2の値f₂を有することができる。周波数f₁₁₄の第1の値f₁は、非限定的に、500KHzより高くすることができ、それにより、スイッチ104を比較的急速にターンオンするように、出力130の電圧レベルを比較的急速にランプアップすることができる。第2の値f₂は、非限定的に、20KHzから500KHzの範囲とすることができる。したがって、スイッチ104が完全にターンオンされたときは、出力130の電圧レベルをほぼ一定のレベルに維持し、スイッチ104を完全にオンに保つように、チャージポンプドライバ102をより低い周波数(たとえば、20KHzから500KHz)を有するクロック信号114によって駆動することができる。それにより電力消費を低減することができ、電力効率を向上することができる。一実施形態では、クロック信号114の周波数f₁₁₄は、スイッチ104のゲート-ソース電圧V_GSに反比例するように調整することができる。

図2は、本発明の一実施形態による電子システム200の例示のブロック図を示す。図1と同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。

チャージポンプドライバ102は、電池充電および放電システムに用いることができる。より具体的には、制御スイッチ216(たとえば、充電スイッチ)、および制御スイッチ218(放電スイッチ)は、センサ106の制御信号110に従ってチャージポンプドライバ102によって制御することができる。充電スイッチ216は、非限定的に、NMOSFETとすることができる。放電スイッチ218は、非限定的に、NMOSFETとすることができる。センサ106は、充電スイッチ216の状態たとえばゲート-ソース電圧V_GSを監視するように、充電スイッチ216のゲート216Gとソース216Sに結合することができる。

一実施形態では、充電スイッチ216および放電スイッチ218は、チャージポンプドライバ102の出力230および232に従って、電池パック242の充電および/または放電を制御することができる。電池パック242は、充電スイッチ216に結合することができる。放電スイッチ218の端子240は、負荷(図2には示さず)に結合することができる。一実施形態では、放電スイッチ218が出力232によってターンオンされ、充電スイッチ216が出力230によってターンオフされたときは、電池パック242は、充電スイッチ216の本体ダイオード234、および放電スイッチ218のドレイン-ソースチャネルを通じて負荷に電力を放電することができる。代替実施形態では、充電スイッチ216は、電池放電動作時にオンとすることができる。

他の実施形態では、端子240は、電源(図2には示さず)に結合される。電源は、非限定的に、アダプタまたはユニバーサルシリアルバスデバイスとすることができる。このような一実施形態では、充電スイッチ216が出力230によってターンオンされ、放電スイッチ218が出力232によってターンオフされたときは、電池パック242は、放電スイッチ218の本体ダイオード238、および充電スイッチ216のドレイン-ソースチャネルを通じて電源によって充電することができる。代替実施形態では、放電スイッチ218は、電池充電動作時にオンとすることができる。

図2の実施例では、チャージポンプドライバ102は、非オーバーラップクロック発生器206、チャージポンプ212、およびチャージポンプ214を含む。チャージポンプ212および214は、出力230および232を発生して、それぞれ充電スイッチ216および放電スイッチ218を制御するために用いることができる。非オーバーラップクロック発生器206は、クロック信号114を受け取り、チャージポンプ212および214を駆動するための1対の相補的クロック信号226_1および226_0を発生することができる。一実施形態では、チャージポンプドライバ102はさらに、レベルシフタ208およびレベルシフタ210を含む。レベルシフタ208は、非オーバーラップクロック発生器206とチャージポンプ212の間に、相補的クロック信号226_1および226_0を、クロック信号226_1および226_0の電圧レベルV₂₂₆より高い電圧レベルV₂₂₂を有する1対の相補的クロック信号222_1および222_0に変換するために結合することができる。したがってチャージポンプ212は、より高い電圧レベルV₂₂₂、たとえばV₂₂₂>V₂₂₆、を有する1対の信号222_1および222_0によって駆動することができる。同様にレベルシフタ210は、クロック信号226_1および226_0を、チャージポンプ214を駆動するために電圧レベルV₂₂₆より高い電圧レベルV₂₂₄を有する1対の相補的クロック信号224_1および224_0に変換することができる。

さらに、チャージポンプ212および214をイネーブルするために、それぞれ信号EN_CHGおよびEN_DSGを用いることができる。図2の実施例では、信号EN_CHGがイネーブルされたときは、レベルシフタ208は信号EN_CHGによって直接イネーブルすることができ、OR論理ゲート236は信号228を出力して非オーバーラップクロック発生器206およびクロック発生器112をイネーブルすることができる。その結果、チャージポンプ212をイネーブルすることができる。チャージポンプ214は、同様に信号EN_DSGによってイネーブルすることができる。

動作時は、信号EN_CHGがディスエーブルされたときは、チャージポンプ212をディスエーブルすることができる。ゲート216Gとソース216Sの間には、プルダウン抵抗器220を結合することができる。チャージポンプ212がディスエーブルされたときは、プルダウン抵抗器220を通って流れる電流はゼロに減少することができ、それによってゲート-ソース電圧V_GSはゼロに減少することができる。したがって充電スイッチ216は、ターンオフすることができる。

一実施形態では、信号EN_CHGがイネーブルされたときに電池充電動作の始めには、センシング信号V_Sは所定の信号V_PREより小さく、それにより制御信号110は、クロック発生器112を制御して高い周波数のクロック信号114(たとえば、500KHzより高い)を発生することができる。それによりチャージポンプ212を高い周波数のクロック信号222_1および222_0によって駆動することができ、チャージポンプ212の出力230の電圧レベルは比較的急速にランプアップすることができる。充電スイッチ216は、比較的急速にターンオンすることができる。一方、センシング信号V_Sの電圧レベルは、出力230の電圧レベルが増加するにつれて増加することができる。センシング信号レベルV_Sが所定の信号レベルV_PREに増加したときは、たとえば充電スイッチ216は完全にターンオンされ、制御信号110はクロック発生器112を制御して低い周波数のクロック信号114(たとえば、20KHzと500KHzの間の範囲)を発生することができる。したがってチャージポンプ212を低い周波数のクロック信号222_1および222_0によって駆動することができ、それにより出力230の電圧レベルをほぼ一定のレベルに維持し、充電スイッチ216を完全にオンに保つ。

同様に、電池放電動作時には、別のセンサ(図2には示さず)を用いて放電スイッチ218の状態を監視することができる。クロック信号周波数f₁₁₄は、電池充電動作に関して述べたのと同様にして放電スイッチ218の状態に従って調整することができる。

一実施形態では充電スイッチ216は、放電スイッチ218と同じとすることができ、電池放電動作にターンオンすることができる。このような一実施形態では、チャージポンプ212および214の出力230および232は、ほぼ同じ電圧レベルを有することができる。さらに、端子240の電圧レベルV₂₄₀は、スイッチ216および218の1つが完全にターンオンされていないときは、ソース216Sの電圧レベルV_216Sより低くなることができ、スイッチ216および218の両方が完全にターンオンされたときは、電圧レベルV_216Sにほぼ等しくなることができる。言い換えれば、放電スイッチ218のゲート-ソース電圧は、充電スイッチ216のゲート-ソース電圧よりは小さくなり得ない。したがって充電スイッチ216が完全にターンオンされたときは、放電スイッチ218も同じく完全にターンオンすることができる。それにより、電池放電動作時は、放電スイッチ218を駆動するためのクロック信号114の周波数f₁₁₄は、充電スイッチ216の状態に従って調整することができる。

有利には、チャージポンプ212および214の出力230および232は、調整可能な周波数f₁₁₄を有するクロック信号114によって制御することができる。したがって一実施形態では、比較的低いゲート-ソース降伏電圧を有するNMOSFETを用いてさらにコストを低減することができる。

図3は、本発明の一実施形態によるチャージポンプ212の例示の回路図を示す。図2と同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。図3について、図2と組み合わせて述べる。

図3に示されるように、チャージポンプ212は、コンデンサ318を充電するためにコンデンサ318の端子316と入力端子322の間に結合された第1のスイッチ302、たとえばNMOSFETを含む。チャージポンプ212はさらに、コンデンサ318を放電するためにコンデンサ318の端子316と出力端子330の間に結合された第2のスイッチ314、たとえばPMOSFETを含むことができる。さらに出力端子330は、コンデンサ320を通じて接地に結合することができ、チャージポンプドライバ102の出力230を供給することができる。第1および第2のスイッチ302および314は、それぞれクロック信号114に従って発生されるクロック信号222_1および222_0によって制御することができる。

チャージポンプ212はまた、コンデンサ308を充電するためにコンデンサ308の端子306と入力端子322の間に結合された第3のスイッチ312、たとえばNMOSFETを含むことができる。チャージポンプ212はさらに、コンデンサ308を放電するためにコンデンサ308の端子306と出力端子330の間に結合された第4のスイッチ304、たとえばPMOSFETを含むことができる。

より具体的にはスイッチ314のドレイン、ならびにスイッチ304および312のゲートは、端子316に結合することができる。スイッチ304のドレイン、ならびにスイッチ314および302のゲートは、端子306に結合することができる。端子306の電圧レベルV₃₀₆が、端子316の電圧レベルV₃₁₆より高く、レベルV₃₀₆とV₃₁₆との間の電圧差が、スイッチ302および304の両方の閾値電圧より大きいときは、スイッチ302および304はターンオンすることができる。一方、スイッチ312および314は、ターンオフすることができる。したがって、コンデンサ318は、スイッチ302を通じて端子322での電源(図3には示さず)によって充電することができ、コンデンサ308は、スイッチ304を通じてコンデンサ320へ電力を放電することができる。同様に、電圧レベルV₃₀₆が電圧レベルV₃₁₆より低く、レベルV₃₀₆とV₃₁₆との間の電圧差がスイッチ312および314の両方の閾値電圧より大きいときは、スイッチ312および314はターンオンすることができ、一方、スイッチ302および304はターンオフされる。したがって、コンデンサ308は、スイッチ312を通じて端子322での電源によって充電することができ、コンデンサ318は、スイッチ314を通じてコンデンサ320へ電力を放電することができる。

一実施形態では、動作時には、クロック信号222_1および222_0が共に低い電圧レベル、たとえば0Vのときは、電圧レベルV₃₀₆およびV₃₁₆は、0Vから入力端子322の電圧レベルV₃₂₂までの範囲となることができる。一実施形態では、クロック信号222_1がロー、たとえば0Vにあり、クロック信号222_0がハイ、たとえばスイッチ302および304の閾値電圧の両方より高い電圧レベルV_Hにあるときは、端子306の電圧V₃₀₆はV_Hだけ増加することができる。言い換えれば、レベルV₃₀₆はレベルV₃₁₆より高くなることができ、レベルV₃₀₆とV₃₁₆との間の電圧差は、スイッチ302および304の閾値電圧より大きくなることができる。したがって、スイッチ302および304はターンオンすることができ、スイッチ312および314はターンオフすることができ、それによりコンデンサ320はコンデンサ308によって充電することができ、コンデンサ318は端子322での電源によって充電することができる。同様に、クロック信号222_1がハイ、たとえばレベルV_Hにあり、クロック信号222_0がロー、たとえば0Vにあるときは、コンデンサ320はコンデンサ318によって充電することができ、コンデンサ308は端子322での電源によって充電することができる。

有利には、クロック信号222_1および222_0は、図2で述べたような非オーバーラップクロック発生器206およびレベルシフタ208によって供給される1対の相補的クロック信号とすることができる。したがって、コンデンサ308および318は、端子322での電源によって交互に充電することができ、コンデンサ308および318に蓄積された電荷は、交互にコンデンサ320に移動させることができる。一実施形態では出力端子330の電圧レベルは、クロック信号222_1および222_0の周波数f₂₂₂が増加するにつれて増加することができる。周波数f₂₂₂が一定のレベルに達すると、出力端子330の電圧レベルはV₃₂₂とV_Hの和にほぼ等しくなることができる。

図3は、チャージポンプ212の例示の構造を示す。図3の実施例でのチャージポンプの出力は、入力電圧V₃₂₂とV_Hの和に等しい出力電圧を有することができる。しかしチャージポンプ212は、他の構成を有することができる。たとえば、図3に示されるチャージポンプを別の同一のチャージポンプと、たとえば出力端子330を他方のチャージポンプの入力に結合することによって縦続接続することにより、チャージポンプは、入力電圧V₃₂₂と2×V_Hに等しい出力電圧を出力することができる。同様に、N個のチャージポンプを一緒に縦続接続することにより、チャージポンプは、入力電圧V₃₂₂とN×V_Hに等しい出力電圧を出力することができる。図2に示されるチャージポンプ214は、チャージポンプ212と同様な構造を有することができる。

ゲート216G(図2に示される)のゲート容量C_216Gは、チャージポンプ212のための電荷貯蔵器として用いることができる。さらにゲート216Gのゲート電圧V_216Gは、スイッチ304および314のバルクバイアス電圧として用いることができ、たとえばスイッチ304および314の基板はゲート電圧V_216Gに結合することができる。

一実施形態では、チャージポンプ212の負荷は、図2に示されるゲート216Gのゲート容量C_216G、およびプルダウン抵抗器220を含む。プルダウン抵抗器220の抵抗は比較的高くすることができ、それにより抵抗器220およびチャージポンプ212を通って流れる電流を比較的小さくすることができる。したがってチャージポンプ212の負荷によって発生する電力消費は無視することができる。チャージポンプ212の電力消費は、スイッチ302、304、312、および314のスイッチング損失によって引き起こされ得る。一実施形態では、チャージポンプ212のスイッチング損失は、相補的クロック信号222_1および222_0の周波数f₂₂₂が減少するのに従って低減することができる。有利には一実施形態では、チャージポンプ212は、スイッチ(たとえば、充電スイッチ216、放電スイッチ218)が完全にターンオンされた後は、チャージポンプ212の電力損失を低減するように低い周波数で動作することができる。

図4Aは、本発明の一実施形態による、クロック発生器112を有する電子システム400の例示の回路図を示す。図1と同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。

図4Aに示されるように、クロック発生器112は、クロック信号114を発生するための電流制御発振器を含む。より具体的には一実施形態では、電流制御発振器112は、電流I_CHを発生してコンデンサ408を充電し、制御スイッチ104(すなわち図2に示される充電スイッチ216、放電スイッチ218)の状態に従って電流I_CHを調整するための電流源を含む。たとえば、第1の電流源404はコンデンサ408の端子416に結合することができ、第2の電流源402はスイッチ406(たとえばNMOSFET、PMOSFET)を通じて端子416に結合することができる。したがってスイッチ406がオンのときは、電流I_CHは、電流源402および404の両方によって供給することができ、第1のレベルI_CH1を有することができる。スイッチ406がオフのときは、電流I_CHは電流源404によって供給することができ、第1のレベルI_CH1より小さい第2のレベルI_CH2を有することができる。一実施形態では、制御スイッチ104が完全にターンオンされていないときは、センサ106の制御信号110はスイッチ406をターンオンすることができ、それにより電流I_CHは第1のレベルI_CH1を有することができる。制御スイッチ104が完全にターンオンされたときは、センサ106の制御信号110はスイッチ406をターンオフすることができ、それにより電流I_CHは第2のレベルI_CH2を有することができる。

一実施形態では、クロック発生器112はさらに、コンデンサ408の端子416に結合された比較器412を含む。比較器412は、端子416の電圧V₄₁₆を基準電圧V_REFと比較し、比較に基づいてクロック信号114を発生することができる。さらにクロック発生器112は、コンデンサ408に結合され、クロック信号114に従ってコンデンサ408を放電するための放電スイッチ410を含むことができる。

たとえば放電スイッチ410は、端子416に結合されたドレイン、およびたとえば接地に結合された、コンデンサ408のもう1つの端子418に結合されたソースを有するNMOSFETである。さらに比較器412は、電圧V₄₁₆に結合された正入力端子、基準電圧V_REFに結合された負入力端子、およびNMOSFET410のゲートに結合され、クロック信号114を供給するための出力端子を有することができる。したがって、電圧V₄₁₆が電圧V_REFより小さいときは、スイッチ410は低い電圧信号114によってターンオフすることができる。一方、コンデンサ408は、充電電流I_CHによって充電されて電圧V₄₁₆を増加することができる。電圧V₄₁₆が電圧V_REFより大きくなると、比較器412は高い電圧信号114を出力してスイッチ410をターンオンすることができる。一方、コンデンサ408はスイッチ410によって放電することができ、電圧V₄₁₆は減少するようになる。その結果、比較器412は、コンデンサ408を交互に充電および放電することによってクロック信号114を発生することができる。

一実施形態では、クロック信号114の周波数f₁₁₄は、充電電流I_CHによって決まり、たとえば充電電流I_CHに比例する。したがって、制御スイッチ104が完全にターンオンされていないときは、充電電流I_CHはI_CH1のレベルを有することができ、クロック信号114はf₁の周波数値を有することができる。制御スイッチ104が完全にターンオンされたときは、充電電流I_CHはI_CH2のレベルを有することができ、クロック信号114はf₁より低いf₂の周波数値を有することができる。

図4Bは、本発明の一実施形態による、クロック発生器112を有する電子システム400'の別の例示の回路図を示す。図1および図4Aと同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。

図4Bに示されるように、放電スイッチ410は、コンデンサ408の端子416に結合されたドレイン、およびコンデンサ408の端子418に結合されたソースを有するPMOSFETである。このような一実施形態では、端子418は供給電圧V_CCに結合することができ、比較器412の正端子は基準電圧V_REFに結合することができ、比較器412の負端子は電圧V₄₁₆に結合することができる。図4Aの実施形態と同様に、図4Bの比較器412は、電圧V₄₁₆とV_REFとの比較に基づいてクロック信号114を発生することができる。

図5は、本発明の一実施形態による、クロック発生器112を有する電子システム500の別の例示の回路図を示す。図1と同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。

図5の実施例では、クロック発生器112は、クロック信号114を発生するための電圧制御発振器510を含む。クロック発生器112はさらに、マルチプレックススイッチ502を含むことができる。マルチプレックススイッチ502は、電圧制御発振器510に結合された第1の端子508、第1の基準電圧V_REF1に結合された第2の端子504、および第2の基準電圧V_REF2に結合された第3の端子506を有することができる。さらに、マルチプレックススイッチ502は、制御スイッチ104の状態に従って、たとえば制御スイッチ104のゲート-ソース電圧V_GSに従って制御することができる。

より具体的には、クロック信号114の周波数f₁₁₄は入力電圧、たとえば電圧制御発振器510の端子508での電圧に比例することができる。第1の基準電圧V_REF1は、第2の基準電圧V_REF2より大きくすることができる。制御スイッチ104が完全にターンオンされていないときは、センサ106の制御信号110は、電圧制御発振器510の入力電圧として第1の基準電圧V_REF1を選択することができ、たとえば端子508を端子504に結合することができる。したがって電圧制御発振器510は、第1の値f₁を有する高い周波数のクロック信号114を発生することができる。制御スイッチ104が完全にターンオンされたときは、制御信号110は入力電圧として第2の基準電圧V_REF2を選択することができ、たとえば端子508を端子506に結合することができる。したがってクロック信号114は、f₁より低い第2の値f₂を有する低い周波数を有することができる。

図6は、本発明の一実施形態による、センサ106を有する電子システム600の例示の回路図を示す。図1および図2と同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。

図6の実施例では、センサ106は、制御スイッチ216に結合された第1の端子614、およびセンシング信号V_Sを供給するために、バイアス回路606を通じて接地に結合された第2の端子608を有するセンシングスイッチ602を含む。センシング信号V_Sは、制御スイッチ216のゲート-ソース電圧V_GSに比例する電圧レベルを有することができる。さらにセンサ106は、クロック発生器112に結合された比較器618を含むことができる。比較器618は、センシング信号V_Sを所定の信号V_PREと比較し、比較に従って制御信号110を発生することができる。一実施形態では、所定の信号V_PREは、制御スイッチ216の完全なターンオン電圧V_Fによって決定される。

センシングスイッチ602は、PMOSFETとすることができる。PMOSFET602は、抵抗器604を通じてゲート216Gに結合されたソースたとえば端子614、ソース216Sに結合されたゲート、およびバイアス回路606に結合されたドレインたとえば端子608を有することができる。したがって、センシングスイッチ602が遮断されたときは、センシングスイッチ602のソース-ゲート電圧V_602SGは、制御スイッチ216のゲート-ソース電圧V_GSに等しくなることができる。

一実施形態では、センシングスイッチ602の閾値電圧V_Tは、制御スイッチ216の完全なターンオン電圧V_Fと等しくすることができる。したがって、制御スイッチ216が完全にターンオンされていないとき(たとえば、V_GS<V_F、V_602SG<V_Tのとき)は、センシングスイッチ602はターンオフすることができ、端子608のセンシング信号V_Sは、所定の信号レベルV_PREより低い第1の電圧レベルV₁を有することができる。制御スイッチ216が完全にターンオンされたとき(たとえば、V_GS≧V_F、V_602SG≧V_Tのとき)は、センシングスイッチ602はターンオンすることができ、それによりセンシング信号V_Sはゲート216Gのゲート電圧V_216Gによってランプアップすることができ、所定の信号レベルV_PREより高い第2の電圧レベルV₂を有することができる。その結果、センサ106は、制御スイッチ216の状態を示すセンシング信号V_Sを発生し、制御信号110を発生してクロック発生器112を制御することができる。一実施形態ではバイアス回路606は、比較的高い動作出力抵抗を有する電流源、たとえばカレントミラーを含む。代替実施形態ではバイアス回路606は、比較的高い抵抗を有する抵抗器(図6には示さず)を含む。

他の実施形態では、センシングスイッチ602の閾値電圧V_Tは、制御スイッチ216の完全なターンオン電圧V_Fより小さい。このような一実施形態では、センシングスイッチ602は、チャージポンプ212がイネーブルされたときにターンオンすることができる。抵抗器604を通って流れる電流I₆₀₄は、I₆₀₄=V_GS/(R₆₀₄+1/g₆₀₂)によって得ることができ、ただし、R₆₀₄は抵抗器604の抵抗、およびg₆₀₂はセンシングスイッチ602の相互コンダクタンスである。したがって、電流I₆₀₄は、制御スイッチ216のゲート-ソース電圧V_GSに比例することができる。図6に示されるように、カレントミラー606は、MOSFET610および612の両方がアクティブ(飽和)領域で動作するときは、2つのほぼ同一の電流、たとえば基準電流I_REFおよびミラー電流I₆₁₀を生じることができる。このような一実施形態では、基準電流I_REFのレベルは、センス電圧V_Sが制御スイッチ216の状態を示すことができるように、制御スイッチ216の完全なターンオン電圧V_Fに従って適切に選ぶことができる。

より具体的には、制御スイッチ216が完全にターンオンされていないとき(たとえば、V_GS<V_Fのとき)は、電流I₆₀₄は、基準電流I_REFより小さくなることができる。したがってMOSFET610は、線形(オーム性)領域で動作し基準電流I_REFより小さい電流I₆₀₄を通すように、センス電圧V_Sを、たとえば所定の信号レベルV_PREより低い、第1の電圧レベルV'₁まで引き下げることができる。制御スイッチ216が完全にターンオンされたとき(たとえば、V_GS≧V_Fのとき)は、電流I₆₀₄は基準電流I_REFと等しくなることができる。一方、MOSFET610はアクティブ(飽和)領域で動作することができ、センス電圧V_Sは所定の信号レベルV_PREより高い第2の電圧レベルV'₂であることができる。

図7は、本発明の一実施形態による、放電経路を有する電子システム700の例示の回路図を示す。図2と同じラベルが付けられた要素は同様な機能を有し、ここでは繰り返し述べない。図7について、図2と組み合わせて述べる。

一実施形態では、図2の電子システム200はさらに、充電スイッチ216をディスエーブルするための第1の放電経路、および放電スイッチ218をディスエーブルするための第2の放電経路を含むことができる。たとえば第1の放電経路は、第1の端子たとえば充電スイッチ216のゲート216G、および第2の端子たとえば充電スイッチ216のソース216Sの間に結合された第1のスイッチ702を含む。第1のスイッチ702はまた、充電スイッチ216をディスエーブルするために第2のスイッチ704を通じて接地に結合することができる。第2の放電経路は、第3のスイッチ706を含むことができる。

より具体的には、第1のスイッチ702は、充電スイッチ216のゲート216Gに結合されたソース、充電スイッチ216のソース216Sに結合されたゲート、および第2のスイッチ704に結合されたドレインを有するPMOSFETとすることができる。さらに第2のスイッチ704は、制御信号710によって制御することができる。

電池充電/放電時には、チャージポンプ212はイネーブルすることができ、プルダウン抵抗器220上の電圧は、充電スイッチ216の閾値電圧V_216T、および第1のスイッチ702の閾値電圧V_702Tの両方より大きくなることができる。したがって、スイッチ216および702は共にターンオンすることができる。一方、制御信号710は、第2のスイッチ704をターンオフするようにディスエーブルすることができる。

一実施形態では、電池充電/放電動作がディスエーブル/終了されたときは、チャージポンプ212はディスエーブルすることができ、制御信号710はイネーブルすることができる。したがって第2のスイッチ704はターンオンすることができ、第1の放電経路は導通することができる。この時点で、ゲート216Gから接地へ第1の放電経路を通って放電電流が流れることができるので、ゲート216Gのゲート電圧V_216Gは比較的急速に減少することができる。一実施形態では、ゲート電圧V_216Gが第1のレベルまで減少し、充電スイッチ216のゲート-ソース電圧V_GSが閾値電圧V_216Tより小さくなると、スイッチ216はターンオフすることができる。同様に、ゲート電圧V_216Gが第2のレベルまで減少し、スイッチ702のソース-ゲート電圧V_702SGが閾値電圧V_702Tより小さくなると、スイッチ702はターンオフすることができる。第1のレベルは、第2のレベルと等しくてもよく異なっていてもよい。

その結果として、一実施形態では、電池充電/放電動作がディスエーブル/終了されるとすぐに、ゲート電圧V_216Gは比較的急速に減少することができ、それにより充電スイッチ216は比較的急速にターンオフすることができる。さらに、第1の放電経路は、ゲート電圧V_216Gが第2のレベルまで減少したときに遮断することができ、それにより電流漏洩が電池パック242(図2に示される)から接地へ流れるのを防ぐことができる。

第3のスイッチ706は、非限定的に、NMOSFETまたはPMOSFETとすることができ、制御信号712によって制御することができる。同様に電池充電/放電時には、チャージポンプ214はイネーブルすることができ、制御信号712は、第3のスイッチ706をターンオフするようにディスエーブルすることができる。一実施形態では、電池充電/放電動作がディスエーブル/終了されるとすぐに、チャージポンプ214はディスエーブルすることができ、制御信号712はイネーブルすることができる。したがってスイッチ706は、ターンオンして第2の放電経路を導通することができる。その結果として、放電スイッチ218のゲート電圧V_218Gは比較的急速にゼロまで低下することができ、それにより放電スイッチ218は比較的急速にターンオフすることができる。

図8は、本発明の一実施形態による電子システムによって行われる動作の例示のフローチャート800を示す。図8について、図1、図2、図3、図4A、図4B、図5と組み合わせて述べる。

ブロック802では、クロック発生器112は、チャージポンプドライバ102を制御するためにクロック信号114を発生する。クロック信号114は、電流制御発振器(たとえば図4A、図4Bに示される)によって発生することができる。クロック信号114は、電圧制御発振器(たとえば図5に示される)によって発生することもできる。

ブロック804では、クロック発生器112は、電子素子104たとえばスイッチの状態に従って、クロック信号114の周波数f₁₁₄を調整することができる。したがってチャージポンプドライバ102は、ブロック806に述べられるように、クロック信号114に基づいて電子素子104を制御することができる。より具体的には、センサ106は、スイッチ104の状態、たとえばスイッチ104が完全にターンオンされたかどうか、を示す制御信号110を発生することができる。センサ106はさらに、制御信号110に従ってクロック信号114を制御することができる。たとえば、スイッチ104が完全にターンオンされていないときは、周波数f₁₁₄は第1の値f₁(たとえば、500KHzより高い)に調整することができる。さらに、スイッチ104が完全にターンオンされたときは、周波数f₁₁₄は第1の値f₁より低い第2の値f₂に調整することができる。

それに従って本発明は、電子素子たとえばスイッチの状態に従って、電子素子を制御するための電子システムを提供する。電子システムは、スイッチが完全にターンオンされていないときは比較的急速にスイッチをターンオンするように高い周波数で動作することができ、スイッチが完全にターンオンされたときは低い周波数で動作することができる。一実施形態では、電子システムは、電池充電/放電用途、電池管理システムなどに用いることができる。電子システムは、携帯電話、ラップトップ、デジタルカメラ、携帯メディアプレーヤ、携帯情報端末装置など他の多くの用途に実装することができる。

図9は、本発明の一実施形態による電子システム900のブロック図を示す。図2と同じラベルが付けられた要素は、同様な機能を有する。電子システム900は、チャージポンプ910、帰還回路920、電子デバイス930、スイッチ940、および電源950を含む。電源950に結合されたスイッチ940は、制御電圧V_CTLに基づいて電源950の電子デバイス930への接続を制御する。スイッチ940に結合されたチャージポンプ910は、スイッチ940に印加される制御電圧V_CTLを制御する。制御電圧V_CTLはスイッチ940の状態、たとえば完全にオン、完全にオフ、または部分的にオンを制御する。スイッチ940の状態はさらに、スイッチ940を通って流れる電流を決定する。一実施形態では、電子デバイス930が電源950から電力供給される負荷である場合は、放電電流がスイッチ940を通って流れる。他の実施形態において、電子デバイス930が電源950を充電する充電器である場合は、充電電流がスイッチ940を通って流れる。両方の状況では、制御電圧V_CTLを制御においていくつかの考慮すべき事項がある。たとえば制御電圧V_CTLは、電子システム900の正常な充電/放電プロセスのために所定の範囲内にある。第2には、動作時に電池パック電圧V_BATの変動が比較的大きい場合は、過度に高い制御電圧V_CTLはスイッチ940を降伏させ得るので、制御電圧V_CTLが過度に高くなることは避ける。第3に、不必要に高い制御電圧V_CTLは電子システム900の電力消費を増加させるので、制御電圧V_CTLが不必要に高くなることは避ける。

適切な制御電圧V_CTLを得るために、帰還回路920は、制御電圧V_CTLを受け取り、制御電圧V_CTLに基づいてチャージポンプ910の動作周波数F_CCOを調整する。動作周波数F_CCOを調整することによって、帰還回路920は制御電圧V_CTLを所定の目標電圧V_TARGETに調整する。したがって帰還回路920を通じて適切な制御電圧V_CTLが得られ、それにより非限定的に、安全な充電/放電プロセスおよび改善された電力効率を含む利点となる。

一実施形態では帰還回路920は、変換器たとえば電圧-電流変換器(V/I変換器)904、および発振器906を含む。V/I変換器904は、制御電圧V_CTLに基づいてセンス電流I_SENを発生する。図9の実施例では、帰還回路920はさらに、制御電圧V_CTLを示すセンス電圧V_SENを発生するためにスイッチ940に結合されたセンサ902を含む。センサ902に結合されたV/I変換器904は、センス電圧V_SENに基づいてセンス電圧V_SENをセンス電流I_SENに変換する。V/I変換器904とチャージポンプ910の間に結合された発振器906は、センス電流I_SENに基づいて動作周波数F_CCOをチャージポンプ910に出力する。帰還回路920は、制御電圧V_CTLが所定の目標電圧V_TARGETに調整されるまで、チャージポンプ910の動作周波数F_CCOを調整する。

図10は、本発明の一実施形態による図9の電子システム900の概略図を示す。図2および9と同じラベルが付けられた要素は、同様な機能を有する。図10実施例では、図9の電源950として図2の電池パック242が用いられ、図9のスイッチ940として図2の放電スイッチ218が用いられる。より具体的には一実施形態では、放電スイッチ218はNチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(NMOSFET)である。電池パック242の正端子(PACK+)は放電スイッチ218のドレインに結合され、電池パック242の負端子(PACK-)は接地される。さらに、電池パック242に結合されたチャージポンプ910は、電池パック242の電圧V_BATから出力電圧を導出する。出力電圧は、放電スイッチ218のゲートに印加される。負荷930は、放電スイッチ218のソースと接地の間に結合される。

制御電圧V_CTL、たとえば図10の実施例のゲート-ソース電圧V_GSは、放電スイッチ218の状態を制御する。チャージポンプ910は、放電スイッチ218のゲートに印加される出力電圧を調整することによって、制御電圧V_CTLを調整する。

一実施形態ではセンサ902は、放電スイッチ218のゲートとソースの間に直列に結合された抵抗器1002および抵抗器1004を含む。図10の実施例では、抵抗器1002の両端の電圧は、制御電圧V_CTLを示すセンス電圧V_SENとして用いられる。センス電圧V_SENは、

によって与えられ、ただしR_aは抵抗器1002の抵抗、R_bは抵抗器1004の抵抗である。

一実施形態では、V/I変換器904は、スイッチ1006、および抵抗器1008を含む。たとえば、スイッチ1006はPMOSFETである。スイッチ1006のゲートは抵抗器1002と1004の結合ノードに結合され、スイッチ1006のソースは抵抗器1008を通して放電スイッチ1002のゲートに結合され、スイッチ1006のドレインは発振器906に結合される。センス電圧V_SENが、基準電圧V_REFたとえばスイッチ1006の閾値電圧V_TPより小さいときは、スイッチ1006はターンオフされ、センス電流は発生されない。センス電圧V_SENが、基準電圧V_REF(たとえば閾値電圧V_TP)より大きくなると、スイッチ1006はターンオンされ、センス電流I_SENが発生される。クランプ電圧V_CLAMPは、次式によって予め決定することができる。

それに従って、制御電圧V_CTLがクランプ電圧V_CLAMPより大きいときは、V/I変換器904はセンス電流I_SENを発生する。制御電圧V_CTLがクランプ電圧V_CLAMPより小さいときは、センス電流は遮断される。センス電流I_SENは、

によって得ることができ、ただしKはスイッチ1006の一定なプロセスパラメータ、およびR_Sは抵抗器1008の抵抗である。R_Sが十分大きいときは、式(3)は次のように簡単化することができる。

式(4)によりセンス電流I_SENは、センス電圧V_SENと基準電圧V_REF(閾値電圧V_TP)との間の差電圧V_DIFにほぼ比例する。

一実施形態では、発振器906は、トランジスタ1010および1012、コンデンサ1016、電流源1014、スイッチ1018、および比較器1020を含む。図10の実施例では、トランジスタ1010および1012はPMOSFETである。ゲートを互いに結合し、ソースを互いに結合することによって、トランジスタ1010および1012はCMOSカレントミラーを構成する。トランジスタ1010のドレインに結合された電流源1014は、バイアス電流I_Bを供給する。コンデンサ1016は、トランジスタ1012のドレインに結合される。センス電流I_SENがV/I変換器904によって発生されたときは、トランジスタ1010を通って流れる電流はI_BからI_SENを差し引いた値に等しくなる。CMOSカレントミラーを通して、I_BからI_SENを差し引いた値に等しい電流はトランジスタ1012を通って流れ、コンデンサ1016を充電するのに用いられる。結果として、コンデンサ1016の両端に充電電圧が生じる。比較器1020は、充電電圧を基準電圧V_REF1と比較して、動作周波数F_CCOをチャージポンプ910に出力する。動作周波数F_CCOは、

によって得ることができ、ただしC_aはコンデンサ1016の静電容量、V_Hは比較器1020の比較器ヒステリシスである。

チャージポンプ910は、動作周波数F_CCOにてチャージポンプ910内のフライングコンデンサ(図10には示さず)へまたはフライングコンデンサから、電池パック電圧V_BAT(充電電圧)の接続と切断とを切り換えることによってチャージポンプ動作を行う。結果としてチャージポンプ910は、放電スイッチ218のゲートに印加される出力電圧を発生する。一方では、放電スイッチ218の制御電圧V_CTL(たとえば、ゲート-ソース電圧V_GS)は、チャージポンプ動作により放電スイッチ218のゲートに徐々に電荷が蓄積されるにつれて増加する。他方では、制御電圧V_CTLは、蓄積された電荷が抵抗器1002および1004によって消費されるにつれて減少する。チャージポンプ910が、抵抗器1002および1004を通る電荷緩和にほぼ等しい速度で電荷を蓄積するときに、平衡点が達成される。平衡点でのチャージポンプ910の動作周波数F_CCOを、平衡周波数と呼ぶ。

チャージポンプ910の動作周波数F_CCOが平衡周波数より高いときは、放電スイッチ218のゲートでの電荷蓄積が電荷緩和より速いので、制御電圧V_CTLは増加する。チャージポンプ910の動作周波数F_CCOが平衡周波数より低いときは、放電スイッチ218のゲートでの電荷緩和が電荷蓄積より速いので、制御電圧V_CTLは減少する。チャージポンプ910が平衡周波数で動作するときは平衡が達成され、制御電圧V_CTLは所定の目標電圧V_TARGETにほぼ等しく維持される。所定の目標電圧V_TARGETは、

によって得ることができ、ただしC_CPはチャージポンプ910内のフライングコンデンサの静電容量である。C_a×V_HがV_BAT×C_CPと比べて無視できると見なすと、式(6)は次のように簡単化される。

より具体的には、動作の初期段階では、制御電圧V_CTLは所定のクランプ電圧V_CLAMPより低く、それによりスイッチ1006はターンオフされ、センス電流は発生されない。この場合は一実施形態では、発振器906は、所定の最大動作周波数をチャージポンプ910に出力する。所定の最大動作周波数では、制御電圧V_CTLは、放電スイッチ218をターンオンするために比較的速い速度で増加する。制御電圧V_CTLが所定のクランプ電圧V_CLAMPに達したときは、スイッチ1006はターンオンされ、センス電流I_SENが発生される。センス電流I_SENにより動作周波数F_CCOは減少され、したがって制御電圧V_CTLは、より遅い速度で増加する。増加速度は減速するが、制御電圧V_CTLは依然として増加する。それに従ってセンス電流I_SENは増加し、動作周波数F_CCOが平衡周波数まで低下したときに平衡点が達成されるまで、動作周波数F_CCOは減少して制御電圧V_CTLの増加速度をさらに減速させる。平衡点では、制御電圧V_CTLは所定の目標電圧V_TARGETに維持される。

同様に、動作周波数F_CCOが平衡周波数より低いときは、平衡点に達するまで、動作周波数F_CCOは、制御電圧V_CTLが減少するにつれて帰還回路920を通して増加される。言い換えれば帰還回路920は、所定の目標電圧V_TARGETが達成されるまで、制御電圧V_CTLおよび動作周波数F_CCOを自動的に調整する。

有利には制御電圧V_CTLは、電池パック電圧V_BATの変動に関わらず、所定の目標電圧V_TARGETに維持される。一定の制御電圧V_CTLにより、電子システム900の正常な充電/放電プロセス、および放電スイッチ218の安全が維持される。それに加えて、チャージポンプ910が平衡周波数で動作するときは、電子システム900は、他の周波数での動作に比べて電力消費が低くなる。

図11は、本発明の他の実施形態による電子システム1100の概略図を示す。図2および図10と同じラベルが付けられた要素は、同様な機能を有する。放電スイッチ218および関連するチャージポンプ910、センサ902、V/I変換器904、および発振器906の他に、電子システム1100はさらに、充電スイッチ216および関連するチャージポンプ1110、センサ1120、およびV/I変換器1130を含む。

充電スイッチ216は、電子デバイス930が充電器である場合に、電池パック242の充電プロセスを制御する。図9に関連して述べたように、電子デバイス930はまた負荷とすることもでき、放電スイッチ218は、電池パック242の放電プロセスを制御する。チャージポンプ1110および910は、発振器906から出力される同じ動作周波数F_CCOを共有することができる。一実施形態ではセンサ1120は、直列結合された抵抗器1102および1104を含み、充電スイッチ216のゲートとソースの間に結合される。V/I変換器1130は、スイッチ1106および抵抗器1108を含む。スイッチ1106たとえばPMOSFET、センサ1120、および抵抗器1108の間の配線接続は、図10に関連して述べたスイッチ1006、センサ902、および抵抗器1008の配線接続と同様である。一実施形態では、充電スイッチ216、および充電スイッチ216のV_GS電圧(制御電圧V_CTL1)を制御するための関連する要素の定格は、それぞれ放電スイッチ218、および放電スイッチ218のV_GS電圧を制御するための関連する要素の定格とほぼ同様である。センス電流を出力するためのスイッチ1106および1006のドレインは、ノード1112で互いにOR結線される。2つのセンス電流に適合され、電流源1014は、2倍のバイアス電流2I_Bを供給するように構成される。

同様にして、センサ1120は、充電スイッチ216のための制御電圧V_CTL1を示すセンス電圧を発生し、V/I変換器1130は、センサ1120によって供給されるセンス電圧と、基準電圧たとえばPMOSFETスイッチ1106の閾値電圧との間の差電圧を示すセンス電流を発生する。V/I変換器904からのセンス電流、およびV/I変換器1130からのセンス電流に基づいて、発振器906は平衡点が達成されるまで動作周波数F_CCOを調整する。

例として図10は、放電スイッチ218、および放電スイッチ218に印加される制御電圧を制御するための対応する要素を示し、図11は、放電スイッチ218および充電スイッチ216と、それぞれ放電スイッチ218および充電スイッチ216に印加される制御電圧を制御するための対応する要素を示す。しかし本発明は、そのように限定されない。電子システム1100は、より多くのスイッチ、およびこれらのスイッチに印加される制御電圧を調整するための対応する要素を含むように拡張することができる。同様にして電子システム1100は、これらのスイッチのそれぞれのための適切な制御電圧を達成するように平衡点に調整することができる。

図12は、本発明の一実施形態による、チャージポンプシステムを制御する方法のフローチャート1200を示す。図12について、図10と組み合わせて述べる。図12には特定のステップが開示されるが、このようなステップは例示である。すなわち本発明は、図12に挙げられたステップの、様々な他のステップまたは変形を行うのに良く適している。

ブロック1202では、チャージポンプは制御電圧を供給する。一実施形態では、チャージポンプ910は、放電スイッチ218のゲートに印加される出力電圧を発生する。一実施形態では、制御電圧V_CTLは放電スイッチ218のV_GS電圧である。

ブロック1204では、制御電圧はスイッチの状態を制御する。一実施形態では制御電圧V_CTLは、完全にオン、完全にオフ、および部分的にオンなどの、放電スイッチ218の状態を制御する。

ブロック1206では、チャージポンプの動作周波数は制御電圧に基づいて調整される。一実施形態では、帰還回路920は、制御電圧V_CTLに基づいてチャージポンプ910の動作周波数F_CCOを調整する。より具体的には動作周波数F_CCOは、基準電圧V_REFと、制御電圧V_CTLを示すセンス電圧V_SENとの間の差電圧V_DIFに基づいて調整される。

ブロック1208では、制御電圧は、動作周波数に基づいて所定の目標電圧に調整される。一実施形態では、制御電圧V_CTLは、動作周波数F_CCOが平衡周波数に達したときに、帰還回路920を通して所定の目標電圧V_TARGETに調整される。

上記の説明および図面は本発明の実施形態を表すが、それらには、添付の特許請求の範囲で定義される本発明の原理の趣旨および範囲から逸脱せずに様々な追加、変更、および置換を行い得ることが理解されよう。当業者なら本発明は、本発明の実施において用いられ、本発明の原理から逸脱せずに特定の環境および動作要件に特に適合された、形状、構造、配置、大きさ、材料、要素、および構成部品その他の、多くの変更形態と共に用い得ることが理解されよう。したがってここで開示された実施形態は、すべての点において例示的なものであって限定的なものではなく、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲およびそれと法的に等価なものによって示され、上記の説明に限定されないものと見なされるべきである。

100 電子システム
102 チャージポンプドライバ
104 電子素子、スイッチ
106 センサ
110 制御信号
112 クロック発生器
114 クロック信号
130 出力
200 電子システム
206 非オーバーラップクロック発生器
208 レベルシフタ
210 レベルシフタ
212 チャージポンプ
214 チャージポンプ
216 制御スイッチ、充電スイッチ
216G ゲート
216S ソース
218 制御スイッチ、放電スイッチ
220 プルダウン抵抗器
222_0 クロック信号
222_1 クロック信号
226_0 クロック信号
226_1 クロック信号
228 信号
230 出力
232 出力
234 本体ダイオード
236 OR論理ゲート
238 本体ダイオード
240 端子
242 電池パック
302 第1のスイッチ
304 第4のスイッチ
306 端子
308 コンデンサ
312 第3のスイッチ
314 第2のスイッチ
316 端子
318 コンデンサ
320 コンデンサ
322 入力端子
330 出力端子
400 電子システム
400' 電子システム
402 第2の電流源
404 第1の電流源
406 スイッチ
408 コンデンサ
410 放電スイッチ
412 比較器
416 端子
418 端子
500 電子システム
502 マルチプレックススイッチ
504 第2の端子
506 第3の端子
508 第1の端子
510 電圧制御発振器
600 電子システム
602 センシングスイッチ
604 抵抗器
606 バイアス回路
608 第2の端子
610 MOSFET
612 MOSFET
614 第1の端子
618 比較器
700 電子システム
702 第1のスイッチ
704 第2のスイッチ
706 第3のスイッチ
710 制御信号
712 制御信号
900 電子システム
902 センサ
904 電圧-電流変換器
906 発振器
910 チャージポンプ
920 帰還回路
930 電子デバイス
940 スイッチ
950 電源
1002 抵抗器
1004 抵抗器
1006 スイッチ
1008 抵抗器
1010 トランジスタ
1012 トランジスタ
1014 電流源
1016 コンデンサ
1018 スイッチ
1020 比較器
1100 電子システム
1102 抵抗器
1104 抵抗器
1106 スイッチ
1108 抵抗器
1110 チャージポンプ
1112 ノード
1120 センサ
1130 V/I変換器

Claims (20)

1. 第1のスイッチに結合され、前記第1のスイッチに制御電圧を供給するように動作可能なチャージポンプと、
   前記チャージポンプに結合され、前記制御電圧を受け取り、前記制御電圧に基づいて前記チャージポンプの動作周波数を調整するように動作可能な帰還回路であって、前記制御電圧は、前記帰還回路を通して前記動作周波数を調整することによって所定の目標電圧に調整される、帰還回路と
   を備え、
   前記帰還回路が、
   前記第1のスイッチに結合され、前記制御電圧を示すセンス電圧を発生するように動作可能なセンサと、
   前記センサに結合され、前記センス電圧に基づいて第1のセンス電流を発生するように動作可能な第1の変換器とを備え、前記第1のセンス電流は、前記センス電圧と基準電圧との間の差電圧に比例し、
   更に、前記第1の変換器に結合され、前記第1のセンス電流に基づいて前記動作周波数を調整するように動作可能な発振器を備える、
   回路。
2. 前記第1のスイッチに結合された第2のスイッチと、
   前記第2のスイッチに結合され、前記第2のスイッチに第2の制御電圧を供給するように動作可能な第2のチャージポンプと、
   前記第2のスイッチに結合され、前記第2の制御電圧に基づいて第2のセンス電流を発生するように動作可能な第2の変換器であって、前記発振器は前記第1のセンス電流および前記第2のセンス電流に基づいて前記動作周波数を出力し、前記チャージポンプおよび前記第2のチャージポンプは前記動作周波数を共有する、第2の変換器と
   をさらに備える、請求項1に記載の回路。
3. 前記第1の変換器がPチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(PMOSFET)を含み、前記基準電圧が前記PMOSFETの閾値電圧である、請求項1に記載の回路。
4. 前記制御電圧が所定のクランプ電圧より小さいときは、センス電流は発生されない、請求項1に記載の回路。
5. 前記制御電圧が所定のクランプ電圧より小さいときは、前記チャージポンプは所定の最大周波数で動作する、請求項1に記載の回路。
6. 前記第1のスイッチがNMOSFETを備え、前記制御電圧が前記NMOSFETのゲート-ソース電圧である、請求項1に記載の回路。
7. 前記第1のセンス電流は、前記差電圧が増加すると増加し、前記差電圧が減少すると減少する、請求項1に記載の回路。
8. 前記発振器は、前記第1のセンス電流が増加した場合には前記動作周波数を減少させ、前記第1のセンス電流が減少した場合には前記動作周波数を増加させる、請求項1に記載の回路。
9. チャージポンプによって制御電圧を供給するステップと、
   前記制御電圧に基づいてスイッチの状態を制御するステップと、
   前記制御電圧を示すセンス電圧を発生するステップと、
   前記センス電圧に基づいてセンス電流を発生するステップとを含み、前記センス電流は前記センス電圧と基準電圧との間の差電圧に比例し、
   前記センス電流に基づいて前記チャージポンプの動作周波数を調整するステップと、
   前記動作周波数を調整することによって前記制御電圧を所定の目標電圧に調整するステップと
   を含む方法。
10. 前記制御電圧が所定のクランプ電圧より小さいときはセンス電流を発生しないステップをさらに含む、請求項9に記載の方法。
11. 前記制御電圧が所定のクランプ電圧より小さいときは、前記チャージポンプは所定の最大周波数で動作するステップをさらに含む、請求項9に記載の方法。
12. 前記スイッチがNMOSFETを備え、前記制御電圧が前記NMOSFETのゲート-ソース電圧である、請求項9に記載の方法。
13. 前記センス電流に基づいて前記チャージポンプの動作周波数を調整するステップは、
    前記センス電流が増加した場合には前記動作周波数を減少させ、
    前記センス電流が減少した場合には前記動作周波数を増加させるステップを含む、請求項9に記載の方法。
14. 電源と、
    前記電源に結合され、制御電圧に基づいて電子デバイスへの前記電源の接続を制御するように動作可能なスイッチと、
    前記スイッチに結合され、前記制御電圧を供給するように動作可能なチャージポンプと、
    前記スイッチと前記チャージポンプの間に結合され、前記制御電圧に基づいて前記チャージポンプの動作周波数を平衡周波数に調整するように動作可能な帰還回路と
    を備え、
    前記帰還回路が、
    前記スイッチに結合され、前記制御電圧を示すセンス電圧を発生するように動作可能なセンサと、
    前記センサに結合され、前記センス電圧に基づいてセンス電流を発生するように動作可能な変換器とを備え、前記センス電流は前記センス電圧と基準電圧との間の差電圧に比例し、
    更に、前記変換器に結合され、前記センス電流に基づいて前記動作周波数を調整するように動作可能な発振器を備える、
    システム。
15. 前記変換器がPMOSFETを含み、前記センス電流は前記センス電圧と前記PMOSFETの閾値電圧との間の差電圧に比例し、前記基準電圧は前記閾値電圧である、請求項14に記載のシステム。
16. 前記制御電圧が所定のクランプ電圧より小さいときは、センス電流は発生されない、請求項14に記載のシステム。
17. 前記制御電圧が所定のクランプ電圧より小さいときは、前記チャージポンプは所定の最大周波数で動作する、請求項14に記載のシステム。
18. 前記スイッチがNMOSFETを備え、前記制御電圧が前記NMOSFETのゲート-ソース電圧である、請求項14に記載のシステム。
19. 前記センス電流は、前記差電圧が増加すると増加し、前記差電圧が減少すると減少する、請求項14に記載のシステム。
20. 前記発振器は、前記センス電流が増加した場合には前記動作周波数を減少させ、前記センス電流が減少した場合には前記動作周波数を増加させる、請求項14に記載のシステム。

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