JP7570558B2 - 電力変換器の電圧検出装置 - Google Patents

Description

本開示は、電力変換器の出力電圧を検出する電圧検出装置に関する。

特許文献１は、電力変換器の出力電圧を検出する方法として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって出力されるパルス状の電圧を積分し、積分値を基準電圧で積分して放電する時間を測定する方法を開示している。この方法によれば、半導体スイッチング素子の小さいオン電圧や、高速な過渡応答期間の微小な電圧を正確に検出することができる。

特開２００６－３１７４２５号公報

ＰＷＭ制御を行う場合のパルス状の出力電圧を積分した値を基準電圧で積分して放電する時間を測定する方法では、出力電圧が大きくパルス幅がＰＷＭ周期に近くなる場合、放電する時間が次のＰＷＭ周期に入り込むため、連続して電圧を検出することができない。

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、微小な電圧を正確に且つ連続して検出することができる電力変換器の電圧検出装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換器の電圧検出装置は、少なくとも一つの相の負荷へ電圧を出力する電力変換器の出力電圧を検出する電力変換器の電圧検出装置であって、出力電圧を分圧して分圧後電圧を出力する分圧器と、分圧器が出力した分圧後電圧を積分して電圧積分値を出力する積分器と、積分器が出力した電圧積分値を充放電指令のオン及びオフに基づいて変化させる充放電器と、積分器が出力した電圧積分値と基準電圧とを比較して比較結果を示す判定信号を出力する比較器と、比較器が出力した判定信号に基づいて充放電指令をオンにする検出制御器とを有する。

本開示に係る電力変換器の電圧検出装置は、微小な電圧を正確に且つ連続して検出することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置を含むシステムの構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置が有する分圧器の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置が有する積分器及び充放電器の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置が有する比較器の構成を示す図 電力変換器の出力電圧が中程度である場合のｕ相分についての実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置の動作波形を示す図 電力変換器の出力電圧が小さい場合のｕ相分についての実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置の動作波形を示す図 実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置を含むシステムの構成を示す図 実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置の構成を示す図 電力変換器の出力電圧が中程度である場合のｕ相分についての実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置の動作波形を示す図 実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置を含むシステムの構成を示す図 実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置の構成を示す図 電力変換器の出力電圧が中程度である場合のｕ相分についての実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置の動作波形を示す図 実施の形態４に係る電力変換器の電圧検出装置を含むシステムの構成を示す図 実施の形態４に係る電力変換器の電圧検出装置の構成を示す図 実施の形態４に係る電力変換器の電圧検出装置が有する電圧変換器の構成を示す図 実施の形態５に係る電力変換器の電圧検出装置を含むシステムの構成を示す図 実施の形態５に係る電力変換器の電圧検出装置の構成を示す図 ｕ相の下側の半導体スイッチング素子がオンした状態から上側の半導体スイッチング素子がオンする場合の動作波形を示す第１図 ｕ相の下側の半導体スイッチング素子がオンした状態から上側の半導体スイッチング素子がオンする場合の動作波形を示す第２図 実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置を含むシステムの構成を示す図 実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置の構成を示す図 実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置が有する積分器及び充放電器の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置が有する検出制御器の機能が専用処理回路によって実現される場合の電圧検出装置の構成を示す図 実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置が有する検出制御器の機能がプロセッサと記憶装置とによって実現される場合の電圧検出装置の構成を示す図

以下に、実施の形態に係る電力変換器の電圧検出装置を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３を含むシステムの構成を示す図である。図１では、電力変換器の電圧検出装置３は、「電圧検出装置３」と記載されている。以下では、電力変換器の電圧検出装置３は、「電圧検出装置３」と記載される場合がある。当該システムは、電力変換器１と、モータ２と、電圧検出装置３と、モータ制御器４とを有する。電圧検出装置３は、少なくとも一つの相の負荷へ電圧を出力する電力変換器１の出力電圧を検出する装置である。電圧検出装置３は、電力変換器１の出力端子ｕ，ｖ，ｗと直流側の負端子Ｎとに接続されている。電力変換器１は、負荷であるモータ２へ電力を供給する装置である。

電圧検出装置３は、負端子Ｎを基準としたｕ相，ｖ相，ｗ相の電圧の電圧積分値ｖ_ｕＮｉ，ｖ_ｖＮｉ，ｖ_ｗＮｉをモータ制御器４に出力する。モータ制御器４は、電圧積分値ｖ_ｕＮｉ，ｖ_ｖＮｉ，ｖ_ｗＮｉをもとに、モータ２を所望のトルク及び速度で動作させるための電圧指令を演算し、演算によって得られた電圧指令に対応する電圧を発生させるためのゲート信号ｇ_ｕｐ，ｇ_ｕｎ，ｇ_ｖｐ，ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｐ，ｇ_ｗｎを発生して電力変換器１を動作させる。

電力変換器１は、逆導通機能を持つ半導体スイッチング素子が二つ直列に接続されたレグ２１を三相分有する。各レグ２１の両端は直流電源２２とコンデンサ２３とに接続されており、各レグ２１の中間端子は負荷であるモータ２のいずれかの相に接続されている。例えば、逆導通機能を持つ半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）と逆並列ダイオードとで構成される。逆導通機能を持つ半導体スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）又はＲＣ（Reverse-Conducting）－ＩＧＢＴなどが利用された素子であってもよく、その場合、逆並列ダイオードは省略されてもよい。なお、電力変換器１は、逆導通機能を持つ二つ以上の半導体スイッチング素子を含むレグを少なくとも一相分有していればよい。その場合、レグの両端は直流電源２２の正負の端子に接続されていて、レグの中間端子は負荷に接続されており、電力変換器１は二つ以上の半導体スイッチング素子をオンオフさせて負荷へ矩形状の電圧を供給する。電力変換器１は、２レベルかつ３相の電力変換器であるが、電力変換器１は、３レベル以上のマルチレベル変換器であってもよい。電力変換器１及びマルチレベル変換器は、１相、２相、及び４相以上の負荷に対しても問題なく適用される。負荷は、モータ２に限定されない。負荷は、誘導性負荷又はダイオード整流回路などであってもよい。

図２は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３の構成を示す図である。電圧検出装置３は、ｕ相電圧検出部３０Ａと、ｖ相電圧検出部３０Ｂと、ｗ相電圧検出部３０Ｃとを有する。ｕ相電圧検出部３０Ａは、電力変換器１の出力電圧を分圧して分圧後電圧ｖ_ａｉｎを出力する分圧器３１と、分圧器３１が出力した分圧後電圧ｖ_ａｉｎを積分して電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを出力する積分器３２と、積分器３２が出力した電圧積分値ｖ_ａｉｎｔと基準電圧ｖ_ａｂとを比較して比較結果を示す判定信号ｓ_ｃｏｍｐを出力する比較器３３とを有する。ｕ相電圧検出部３０Ａは、比較器３３が出力した判定信号ｓ_ｃｏｍｐに基づいて充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}をオンにする検出制御器３４と、積分器３２が出力した電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}のオン及びオフに基づいて変化させる充放電器３５とを更に有する。検出制御器３４は、電圧積分値ｖ_ｕＮｉをモータ制御器４に出力する。充放電器３５は、あらかじめ決められた変化率で電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを変化させる。検出制御器３４は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}をあらかじめ決められた時間だけオンにする。

ｖ相電圧検出部３０Ｂ及びｗ相電圧検出部３０Ｃの各々の構成は、ｕ相電圧検出部３０Ａの構成と同じである。そのため、図２では、ｖ相電圧検出部３０Ｂ及びｗ相電圧検出部３０Ｃの各々の内部の構成は省略されている。なお、三相のうち二相の電圧を検出して、残りの一相の電圧を三相の電圧の和がゼロであることを利用して計算する方法が用いられてもよい。

電圧検出装置３の動作について説明する。ただし、積分器３２が出力する電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは、充放電器３５によって規定値まで戻されていることを想定する。まず、分圧器３１は、電力変換器１の出力電圧であるｕ相の電圧を、電子回路で扱うことができるレベルのアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎに変換する。アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは、分圧後電圧ｖ_ａｉｎである。積分器３２は、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎを積分して電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを得る。積分は、入力電圧を反転した方向、つまり負の方向に動作する。

比較器３３は、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔが基準電圧ｖ_ａｂを下回った場合、判定信号ｓ_ｃｏｍｐを真にする。検出制御器３４は、判定信号ｓ_ｃｏｍｐが真になると、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}を一定期間だけオンにする。検出制御器３４は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}をもとにする充放電による電圧積分値ｖ_ａｉｎｔの電圧変化量を積算して検出電圧積算値を出力する。更に言うと、検出制御器３４は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}のオンに伴う電圧積分値ｖ_ａｉｎｔの電圧変化量を積算して検出電圧積算値を出力する。

充放電器３５は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}がオンである間、積分器３２から出力された電圧積分値ｖ_ａｉｎｔをもとに一定電流で、ここでは充電を行う。電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは一定電流つまり一定の電圧変化率で一定期間だけ充電されるので、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}がオンになる度に一定の電圧変化量だけ充電が行われて電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは規定値まで戻る。つまり、相電圧が積分されて積分によって得られる電圧積分値ｖ_ａｉｎｔが基準電圧ｖ_ａｂを下回ると、一定の電圧変化量だけ検出電圧積算値へ積算されて電圧が検出される。同時に、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは充放電器３５によって電圧変化量だけ元に戻される。なお、電圧変化量の大きさは、規定値から基準電圧ｖ_ａｂまでの変化量と等しい。

図３は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３が有する分圧器３１の構成を示す図である。分圧器３１は、電力変換器１の出力電圧を抵抗で分圧し、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎを出力する。分圧比は、電力変換器１の直流電圧に依存する出力電圧と負荷の電圧とが電子回路で扱うことができるレベルの電圧、ここでは±５Ｖの範囲内の電圧に変換されるように選択される。なお、アナログの電子回路の動作電圧は±１５Ｖなどに設計されてもよい。分圧器３１は、抵抗で分圧を行う回路でなく、絶縁型の電圧変換器が利用された構成要素であってもよい。

図４は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３が有する積分器３２及び充放電器３５の構成を示す図である。積分器３２は、オペアンプを利用した積分回路によって、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎを積分して、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを出力する。充放電器３５は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}がオンである期間に、スイッチをオンにして積分器３２のコンデンサを一定の電流で充電する。この充電中も、積分器３２はアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎの積分を続けることができる。

図５は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３が有する比較器３３の構成を示す図である。電圧積分値ｖ_ａｉｎｔが基準電圧ｖ_ａｂを下回った場合、判定信号ｓ_ｃｏｍｐは真になる。

モータ制御器４は、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔから鎖交磁束を演算する。鎖交磁束の演算式は、下記の式（１）である。

Ψ_ｐｈは鎖交磁束であり、ｖ_ｐｈは相電圧値であり、Ｒ_ｓは巻線抵抗値であり、ｉ_ｐｈは相電流値である。式（１）において、中高回転速度の時は、第２項は第１項と比べて小さいので無視されてもよい。式（１）において、第１項の積分値に電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを用いることによって、鎖交磁束を演算することができる。モータ制御器４は、モータ２を所望のトルク及び速度で動作させるような鎖交磁束を発生させることを実現するための電圧指令を演算し、ゲート信号ｇ_ｕｐ，ｇ_ｕｎ，ｇ_ｖｐ，ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｐ，ｇ_ｗｎを発生する。

図６は、電力変換器１の出力電圧が中程度である場合のｕ相分についての実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３の動作波形を示す図である。電力変換器１はＰＷＭ周期１ｍｓでＰＷＭ制御を行って矩形波状の電圧を出力する。ｕ相の電圧を分圧することによって得られた分圧後電圧がｖ_ａｉｎである。分圧後電圧ｖ_ａｉｎは、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎである。

初期時刻０ｍｓにおいて、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは規定値の４×１０^－５Ｖである。ｕ相の電圧が出力されると、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎが積分され、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは低下していく。電圧積分値ｖ_ａｉｎｔが基準電圧ｖ_ａｂの１×１０^－５Ｖを下回ると、電圧検出装置３は判定信号ｓ_ｃｏｍｐを真にする。判定信号ｓ_ｃｏｍｐが真になると、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}が一定期間だけ、ここでは１μｓの間だけオンになる。電圧検出装置３は、充放電による電圧積分値ｖ_ａｉｎｔの電圧変化量の３×１０^－５Ｖを積算して検出電圧積算値ｖ_ｕＮｉを出力する。充放電については、一定の電流でごく短い時間、ここでは１μｓの間だけ充電が行われる。充電による電圧変化量は３×１０^－５Ｖに設計されており、充電後に電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは規定値の４×１０^－５Ｖに戻る。充電中も、積分器３２は検出すべきｕ相の電圧の積分を続けることができるので、電圧検出装置３は連続して電圧を検出することができる。

このように、ｕ相の電圧を反転方向に積分して、電圧積分値が基準電圧を下回ると、電圧積分値は充電され、充放電による電圧変化量分が検出電圧積算値に積算されてｕ相の電圧の積算値が検出される。実施の形態１に係る電圧検出装置３は、一つ又は複数のＰＷＭ周期毎に電圧を積分した後に積分値をあらかじめ決められた電圧を基準にして時間に換算する処理と、あらかじめ決められた電圧で逆向きに積分する時間を計測する処理とを行う必要が無いので、途切れることなく連続して電圧を検出することができる。

図７は、電力変換器１の出力電圧が小さい場合のｕ相分についての実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３の動作波形を示す図である。電力変換器１は、ＰＷＭ周期１ｍｓでＰＷＭ変調を行って矩形波状の電圧を出力する。出力電圧が小さいことから矩形波状の電圧のアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎの幅が小さいため、ＰＷＭ１周期では検出電圧積算値ｖ_ｕＮｉには一回も電圧変化量は積算されない。

しかし、積分器３２によって微小な出力電圧が電圧積分値ｖ_ａｉｎｔとして積分され続けるため、次の周期内のｔ＝１．５ｍｓのタイミングには電圧変化量が積算されて、出力電圧として検出されている。同様に３周期目にも、つまりｔ＝２ｍｓから３ｍｓまでの期間にも、電圧変化量は積算されないが、微小な出力電圧は積分され続け、次の４周期目には、つまりｔ＝３ｍｓから４ｍｓまでの期間には、電圧変化量が積算されて出力電圧として検出されている。ここでは、出力電圧が小さい場合の説明として細い矩形波状の電圧を用いた説明が行われたが、電圧検出装置３は、半導体スイッチング素子の小さいオン電圧、及び高速で時間が短い過渡応答期間の微小な電圧も同様に検出することができる。

このように、ＰＷＭ１周期間のみでは感知することができない微小な電圧も、出力電圧を積分し続けることによって検出することができる。微小な電圧は、ＡＤ（Analog Digital）変換を利用して検出する場合も電圧が分解能以下となるときは検知することができない。実施の形態１に係る電圧検出装置３は、積分器３２を有するので微小な出力電圧を検出することができる。

上述の動作の説明では、アナログ入力電圧をもとに検出電圧積算値を検出することが説明されたが、検出値については、電力変換器１の出力電圧からアナログ入力電圧への分圧比分を補正する必要がある。ここではアナログ入力電圧から検出電圧積算値までの電圧比は１対１であるとして説明されたが、アナログ入力電圧から積分器３２まで、又は積分器３２から検出制御器３４までの回路で電圧を変換して動作させる場合、電圧変換比で検出値を補正すればよいことは言うまでもない。

以上より、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３を用いれば、半導体スイッチング素子の小さいオン電圧、及び高速な過渡応答期間の微小な電圧を正確に検出することができるほか、途切れることなく連続して電圧を検出することができるといった従来にない顕著な効果が得られる。すなわち、電圧検出装置３は、微小な電圧を正確に且つ連続して検出することができる。更に言うと、充放電器３５はあらかじめ決められた変化率で電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを変化させ、検出制御器３４は充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}をあらかじめ決められた時間だけオンにする。そのため、電圧検出装置３は、電圧積分値を変化させている間も出力電圧の積分動作を継続することができるので、正確に電圧を検出することができる。

実施の形態２．
図８は、実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置５を含むシステムの構成を示す図である。図８では、電力変換器の電圧検出装置５は、「電圧検出装置５」と記載されている。以下では、電力変換器の電圧検出装置５は、「電圧検出装置５」と記載される場合がある。実施の形態２が実施の形態１と異なる点は、電圧検出装置３が電圧検出装置５に置き換えられた点と、モータ制御器４がモータ制御器６に置き換えられた点とである。

図９は、実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置５の構成を示す図である。電圧検出装置５は、ｕ相電圧検出部３０Ｄと、ｖ相電圧検出部３０Ｅと、ｗ相電圧検出部３０Ｆとを有する。ｖ相電圧検出部３０Ｅ及びｗ相電圧検出部３０Ｆの各々の構成は、ｕ相電圧検出部３０Ｄの構成と同じである。そのため、図９では、ｖ相電圧検出部３０Ｅ及びｗ相電圧検出部３０Ｆの各々の内部の構成は省略されている。電圧検出装置５が実施の形態１に係る電圧検出装置３と異なる点は、検出制御器３４が検出制御器５１に置き換えられた点である。実施の形態１の検出制御器３４は、検出電圧積算値を起動時から継続して積算するが、検出制御器５１はある時点から当該時点の検出周期一周期前の時点までの検出電圧積算値ｖ_ｕＮｉＴ，ｖ_ｖＮｉＴ，ｖ_ｗＮｉＴを出力する。検出周期は、ＰＷＭ周期と等しい。つまり、検出制御器５１は、あらかじめ決められた期間の検出電圧積算値を出力する。

モータ制御器６は、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔから鎖交磁束を演算する。式（１）の演算式を離散化すると、下記の式（２）が得られる。

式（２）において、上付き文字の－１は制御演算一周期前の値を表し、Ｔ_ｓｍｐは制御の演算周期であってＰＷＭ周期と同じである。式（２）において、高回転速度時は、第２項は第１項と比べて小さいので無視されてもよい。式（２）において、第１項の積分値に電圧検出装置５によって得られた制御演算周期一周期分、ここではＰＷＭ一周期分の検出電圧積算値を用いることによって、鎖交磁束を演算することができる。

図１０は、電力変換器１の出力電圧が中程度である場合のｕ相分についての実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置５の動作波形を示す図である。電力変換器１はＰＷＭ周期１ｍｓでＰＷＭ変調を行って矩形波状の電圧を出力する。実施の形態１と同様に検出電圧積算値が積算されていくが、実施の形態２では、検出周期一周期前、ここではＰＷＭ一周期前までの積算電圧ｖ_ｕＮｉＴが演算される。ｔ＝１ｍｓのタイミングにおいて、直前のＰＷＭ一周期での平均のアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは０．６Ｖである。検出電圧積算値は６×１０^－４Ｖ＝０．６Ｖ×１ｍｓとなっており、ＰＷＭ一周期分の検出電圧積算値が検出されている。同様にｔ＝２ｍｓのタイミングにおいて、直前のＰＷＭ一周期での平均のアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは０．４Ｖである。検出電圧積算値は、４×１０^－４Ｖ＝０．４Ｖ×１ｍｓとなっており、ＰＷＭ一周期分の検出電圧積算値が検出されている。なお、説明を分かりやすくするためＰＷＭ周期の整数倍の時点での説明が行われたが、電圧検出装置５は、どの時点においても過去の検出周期一周期前の時点までの電圧積算値を検出することができる。

以上より、実施の形態２に係る電力変換器の電圧検出装置５を用いれば、実施の形態１で得られる効果に加えて、電力変換器１を用いた負荷の制御で過去の制御演算周期の電圧積算値が必要な場合も、当該電圧積算値を検出して利用することで負荷を高精度に制御することができるといった従来にない顕著な効果が得られる。

実施の形態３．
図１１は、実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置７を含むシステムの構成を示す図である。図１１では、電力変換器の電圧検出装置７は、「電圧検出装置７」と記載されている。以下では、電力変換器の電圧検出装置７は、「電圧検出装置７」と記載される場合がある。実施の形態３が実施の形態１と異なる点は、電圧検出装置３が電圧検出装置７に置き換えられた点と、モータ制御器４がモータ制御器８に置き換えられた点とである。

図１２は、実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置７の構成を示す図である。電圧検出装置７は、ｕ相電圧検出部３０Ｇと、ｖ相電圧検出部３０Ｈと、ｗ相電圧検出部３０Ｊとを有する。ｖ相電圧検出部３０Ｈ及びｗ相電圧検出部３０Ｊの各々の構成は、ｕ相電圧検出部３０Ｇの構成と同じである。そのため、図１２では、ｖ相電圧検出部３０Ｈ及びｗ相電圧検出部３０Ｊの各々の内部の構成は省略されている。電圧検出装置７が実施の形態１に係る電圧検出装置３と異なる点は、検出制御器３４が検出制御器７１に置き換えられた点である。実施の形態１の検出制御器３４は検出電圧積算値を起動時から継続して積算するが、検出制御器７１はある時点から当該時点の検出周期一周期前の時点までの平均の検出電圧値ｖ_ｕＮＴ，ｖ_ｖＮＴ，ｖ_ｗＮＴを出力する。つまり、検出制御器７１は、あらかじめ決められた期間の検出電圧積算値を当該期間で除した検出電圧値を出力する。上記の検出周期は、ＰＷＭ周期と等しい。

モータ制御器８は、式（２）に基づいて検出電圧値から鎖交磁束を演算する。式（２）において、高回転速度時は、第２項は第１項と比べて小さいので無視されてもよい。式（２）において、第１項の相電圧ｖ_ｐｈ ^－１に電圧検出装置７によって得られた制御演算周期一周期での、ここではＰＷＭ一周期での平均の検出電圧値を用いることによって、鎖交磁束を演算することができる。

図１３は、電力変換器１の出力電圧が中程度である場合のｕ相分についての実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置７の動作波形を示す図である。電力変換器１はＰＷＭ周期１ｍｓでＰＷＭ変調を行って矩形波状の電圧を出力する。実施の形態１と同様に検出電圧積算値が積算されていくが、実施の形態３では過去の検出周期一周期、ここでは過去のＰＷＭ一周期での平均の検出電圧値ｖ_ｕＮＴが演算される。ｔ＝１ｍｓのタイミングにおいて、直前のＰＷＭ一周期での平均のアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは０．６Ｖである。検出電圧値は０．６Ｖとなっており、ＰＷＭ一周期での平均の検出電圧値が検出されている。同様にｔ＝２ｍｓのタイミングにおいて、直前のＰＷＭ一周期での平均のアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは０．４Ｖである。検出電圧積算値は０．４Ｖとなっており、ＰＷＭ一周期での平均の検出電圧値が検出されている。なお、説明を分かりやすくするためにＰＷＭ周期の整数倍の時点での説明が行われたが、電圧検出装置７は、どの時点においても過去の検出周期一周期前の時点まで平均の検出電圧値を検出することができる。

以上より、実施の形態３に係る電力変換器の電圧検出装置７を用いれば、実施の形態１で得られる効果に加えて、電力変換器１を用いた負荷の制御で過去の制御演算周期の検出電圧値が必要な場合も、当該検出電圧値を観測して利用することで負荷を高精度に制御することができるといった従来にない顕著な効果が得られる。

実施の形態４．
図１４は、実施の形態４に係る電力変換器の電圧検出装置９を含むシステムの構成を示す図である。図１４では、電力変換器の電圧検出装置９は、「電圧検出装置９」と記載されている。以下では、電力変換器の電圧検出装置９は、「電圧検出装置９」と記載される場合がある。実施の形態４が実施の形態１と異なる点は、電圧検出装置３が電圧検出装置９に置き換えられた点と、モータ制御器４がモータ制御器１０に置き換えられた点とである。電圧検出装置９は、電力変換器１の出力側の線間電圧の電圧積分値ｖ_ｕｖｉ，ｖ_ｖｗｉ，ｖ_ｗｕｉを出力する。

図１５は、実施の形態４に係る電力変換器の電圧検出装置９の構成を示す図である。電圧検出装置９は、ｕ相電圧検出部３０Ｋと、ｖ相電圧検出部３０Ｌと、ｗ相電圧検出部３０Ｍとを有する。ｖ相電圧検出部３０Ｌ及びｗ相電圧検出部３０Ｍの各々の構成は、ｕ相電圧検出部３０Ｋの構成と同じである。そのため、図１５では、ｖ相電圧検出部３０Ｌ及びｗ相電圧検出部３０Ｍの各々の内部の構成は省略されている。電圧検出装置９が実施の形態１に係る電圧検出装置３と異なる点は、電圧検出装置９が線間電圧を検出することである。線間電圧を検出する場合、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎが正側と負側とに変化するため、線間電圧を検出する構成要素に続くアナログ回路の設計が複雑になる。そこで、電圧変換器９１が追加されている。

図１６は、実施の形態４に係る電力変換器の電圧検出装置９が有する電圧変換器９１の構成を示す図である。電圧変換器９１は、反転増幅回路９２と、差動増幅回路９３とを有する。アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは、正側と負側とに変化する電圧である。電圧変換器９１の前段の反転増幅回路９２はアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎの符号を判定し、電圧変換器９１の後段の反転型の差動増幅回路９３はアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎをオフセットｖ_ａｎを中心とした信号に変換する。ここでは、電子回路が±５Ｖで設計されていることが想定され、オフセットｖ_ａｎは２．５Ｖに設定されている。反転型の差動増幅回路９３を用いることによりアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎの変化方向が反転するため、前段の反転増幅回路９２によって変化方向が元に戻る。電圧変換器９１によって、正側と負側とに変化するアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎは、オフセットｖ_ａｎ＝２．５Ｖを中心とした正側のみで変化する信号となる。

モータ制御器１０は、式（１）に基づいて、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔから鎖交磁束を演算する。ただし、モータ制御器１０は、線間電圧の電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを相電圧の電圧積分値へ換算し、変換後の電圧積分値を式（１）へ代入して鎖交磁束を計算する。線間電圧から相電圧への換算は、下記の式（３）、式（４）及び式（５）を用いることにより行うことができる。

以上より、実施の形態４に係る電圧検出装置９を用いれば、電力変換器１の出力電圧又は負荷の線間電圧を検出したい場合でも、実施の形態１と同様に、半導体スイッチング素子の小さいオン電圧、及び高速な過渡応答期間の微小な電圧を正確に検出することができるのに加えて、途切れることなく連続して電圧を検出することができるといった従来にない顕著な効果が得られる。

実施の形態５．
図１７は、実施の形態５に係る電力変換器の電圧検出装置１１を含むシステムの構成を示す図である。図１７では、電力変換器の電圧検出装置１１は、「電圧検出装置１１」と記載されている。以下では、電力変換器の電圧検出装置１１は、「電圧検出装置１１」と記載される場合がある。実施の形態５が実施の形態１と異なる点は、電圧検出装置３が電圧検出装置１１に置き換えられた点と、モータ制御器４がモータ制御器１２に置き換えられた点とである。

図１８は、実施の形態５に係る電力変換器の電圧検出装置１１の構成を示す図である。電圧検出装置１１が実施の形態１に係る電圧検出装置３と異なる点は、電圧検出装置１１が電流検出器１１０１を有する点である。電流検出器１１０１は、電力変換器１から負荷へ流れる電流を検出する。更に言うと、電流検出器１１０１は、三相の各々の相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを検出する。電流検出器１１０１は、三相の電流を検出するのでなく、三相のうち二相の電流を検出して、残りの一相の電流を三相の電流の和がゼロであることを利用して計算してもよい。電流検出器１１０１は、ｕ相の電力変換器１の側の端部ｕ１、ｖ相の電力変換器１の側の端部ｖ１、ｗ相の電力変換器１の側の端部ｗ１、ｕ相の負荷の側の端部ｕ２、ｖ相の負荷の側の端部ｖ２及びｗ相の負荷の側の端部ｗ２に接続されている。

電圧検出装置１１は、電流検出器１１０１を有するので、実施の形態１に係る電圧検出装置３のように微小な電圧を連続して検出することができることに加えて、電流に依存した電圧、つまり電圧と電流との関係を測定することができる。例えば、電力変換器１の半導体スイッチング素子のオン電圧は電流に依存して変化するので、電圧検出装置１１は電流に依存した電圧を測定することができる。

半導体スイッチング素子のオン及びオフの過渡応答時の電圧が相電流に依存して変化することを説明する。まず、上側の半導体スイッチング素子と下側の半導体スイッチング素子との間で転流が行われる場合、両方の半導体スイッチング素子が同時にオンして短絡することを防ぐために、両方の半導体スイッチング素子をオフにするデッドタイムが挿入される。図１９は、ｕ相の下側の半導体スイッチング素子がオンした状態から上側の半導体スイッチング素子がオンする場合の動作波形を示す第１図である。図２０は、ｕ相の下側の半導体スイッチング素子がオンした状態から上側の半導体スイッチング素子がオンする場合の動作波形を示す第２図である。図１９は相電流ｉ_ｕが小さい場合の動作波形を示しており、図２０は相電流ｉ_ｕが大きい場合の動作波形を示している。両方の半導体スイッチング素子にオフ信号が送られている期間ｔｄがデッドタイムである。

デッドタイム期間ｔｄでは、電流の向きによって相電圧の極性が変わる。図１９及び図２０において、相電流ｉ_ｕが負荷から電力変換器の向きへ流れる場合、両方の半導体スイッチング素子がオフしている間は正側の逆並列ダイオードに電流が流れ、相電圧ｖ_ｕＮは正となる。この期間の相電圧ｖ_ｕＮの大きさは、電流の大きさによって変化する。図１９の動作波形は、相電流ｉ_ｕが小さい場合、半導体スイッチング素子の寄生容量を充放電するのに時間がかかるため、相電圧ｖ_ｕＮの立上りが緩やかであることを示している。図２０の動作波形は、相電流ｉ_ｕが大きい場合、充放電が速く相電圧ｖ_ｕＮの立上りが急峻になることを示している。図２０の方が図１９より相電圧ｖ_ｕＮは大きい。実施の形態５に係る電圧検出装置１１は、このような、半導体スイッチング素子のオン及びオフの過渡応答期間における電流に依存した相電圧ｖ_ｕＮを測定することができる。

モータ制御器１２は、実施の形態１と同様にして、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔから鎖交磁束を演算する。ただし、モータ制御器１２は、式（１）の第２項の巻線抵抗と相電流との積の項も無視せずに、検出した相電流を利用して演算する。そして、モータ制御器１２は、モータ２を所望のトルク及び速度で動作させるような鎖交磁束が生じるように電圧指令を演算し、ゲート信号ｇ_ｕｐ，ｇ_ｕｎ，ｇ_ｖｐ，ｇ_ｖｎ，ｇ_ｗｐ，ｇ_ｗｎを発生する。

モータ制御器１２は、半導体スイッチング素子のオン電圧、並びに半導体スイッチング素子のオン及びオフの過渡応答時の電圧など、電流に依存する電圧を正確に測定して利用することができる。したがって、モータ制御器１２は、これらの電圧を正確に補償して、負荷を高精度に制御することができる。また、モータ制御器１２は、正確な測定電圧と電流とを利用して、例えば巻線抵抗値Ｒｓを正確に演算することができる。したがって、モータ制御器１２は、例えば式（１）において、正確な巻線抵抗値Ｒｓを用いて鎖交磁束を演算することができる。

巻線抵抗値Ｒｓは、温度Ｔに依存して変化し、下記の式（６）で表される。

式（６）において、Ｒ_ｂａｓｅは基準温度での巻線の抵抗値であり、αは温度係数であり、Ｔ_ｂａｓｅは基準温度である。巻線抵抗値Ｒｓの変化から負荷であるモータ２の温度を推定することで、モータ２の温度を適切に保ったり、温度に依存するパラメータを補正したりして、負荷を高機能かつ高精度に制御することができる。

以上より、実施の形態５に係る電圧検出装置１１を用いれば、実施の形態１で得られる効果に加えて、電流に依存して変化する半導体スイッチング素子のオン電圧を正確に補償することができる。また、負荷であるモータ２の巻線抵抗値を演算したり、半導体スイッチング素子を動作させるときに必要なデッドタイムによって発生する電圧誤差を正確に補償したりして、負荷を高精度に制御することができる。さらには、巻線抵抗値の変化から温度を推定して負荷を高機能に制御することができるといった従来にない顕著な効果が得られる。

実施の形態６．
図２１は、実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置１３を含むシステムの構成を示す図である。図２１では、電力変換器の電圧検出装置１３は、「電圧検出装置１３」と記載されている。以下では、電力変換器の電圧検出装置１３は、「電圧検出装置１３」と記載される場合がある。実施の形態６が実施の形態１と異なる点は、電圧検出装置３が電圧検出装置１３に置き換えられた点である。

図２２は、実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置１３の構成を示す図である。電圧検出装置１３は、ｕ相電圧検出部３０Ｐと、ｖ相電圧検出部３０Ｑと、ｗ相電圧検出部３０Ｒとを有する。ｖ相電圧検出部３０Ｑ及びｗ相電圧検出部３０Ｒの各々の構成は、ｕ相電圧検出部３０Ｐの構成と同じである。そのため、図２２では、ｖ相電圧検出部３０Ｑ及びｗ相電圧検出部３０Ｒの各々の内部の構成は省略されている。電圧検出装置１３が実施の形態１に係る電圧検出装置３と異なる点は、検出制御器３４が検出制御器１３１に置き換えられた点と、充放電器３５が充放電器１３２に置き換えられた点とである。

電圧検出装置１３の動作について説明する。ただし、積分器３２が出力する電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは、充放電器１３２によって規定値まで戻されていることを想定する。分圧器３１は、電力変換器１の出力電圧であるｕ相の電圧を電子回路で扱うことができるレベルのアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎに変換する。積分器３２は、アナログ入力電圧ｖ_ａｉｎを積分して電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを得る。積分は、入力電圧を反転した方向、つまり負の方向に動作する。比較器３３は、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔが基準電圧ｖ_ａｂを下回った場合、判定信号ｓ_ｃｏｍｐを真にする。

検出制御器１３１は、判定信号ｓ_ｃｏｍｐが真になると、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}をオンにする。検出制御器１３１は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}をもとにする充放電による電圧積分値ｖ_ａｉｎｔの電圧変化量を積算して検出電圧積算値を出力する。充放電器１３２は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}がオンになると、積分器３２が出力する電圧積分値ｖ_ａｉｎｔを規定値まで、ここでは充電する。充電が完了すると判定信号ｓ_ｃｏｍｐは偽になり、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}はオフとなり、積分器３２はアナログ入力電圧ｖ_ａｉｎの積分を再開する。

電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは基準電圧から規定値まで充電されるので、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}がオンになる度に一定の電圧変化量だけ充電されて規定値まで戻る。つまり、相電圧が積分されて電圧積分値ｖ_ａｉｎｔが基準電圧を下回ると、一定の電圧変化量だけ検出電圧積算値へ積算されて電圧が検出される。同時に、電圧積分値ｖ_ａｉｎｔは充放電器１３２によって電圧変化量だけ元に戻される。なお、電圧変化量の大きさは、規定値から基準電圧までの変化量と等しい。

図２３は、実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置１３が有する積分器３２及び充放電器１３２の構成を示す図である。充放電器１３２は、充放電指令ｓ_{ｒｅｓｅｔ}がオンになると、スイッチをオンにして積分器３２のコンデンサを規定値のｖ_ｓｄまで充電する。規定値は、実施の形態１の規定値と同じ４×１０^－５Ｖである。実施の形態６では、実施の形態１の充放電器３５が行うように一定電流で充電する必要が無いので、より簡単な構成の回路で充放電器１３２を実現することができる。ただし、実施の形態１と異なり、充電期間中において積分器３２はアナログ入力電圧を積分して電圧積分値を変化させることはできない。しかし、充放電の期間は一瞬であるので、電圧の検出への影響はほとんどない。

以上より、実施の形態６に係る電力変換器の電圧検出装置１３を用いれば、実施の形態１で得られる効果をより簡易な構成の回路で実現することができるといった従来にない顕著な効果が得られる。

図２４は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３が有する検出制御器３４の機能が専用処理回路１４１によって実現される場合の電圧検出装置３の構成を示す図である。つまり、検出制御器３４の機能は、専用処理回路１４１によって実現されてもよい。

専用処理回路１４１は、専用のハードウェアである。専用処理回路１４１は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化されたプロセッサ、並列プログラム化されたプロセッサ、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、又はこれらを組み合わせたものである。なお、検出制御器３４が有する複数の機能の各々は、他の機能を実現する専用処理回路と別の専用処理回路によって実現されてもよい。

図２５は、実施の形態１に係る電力変換器の電圧検出装置３が有する検出制御器３４の機能がプロセッサ１４２と記憶装置１４３とによって実現される場合の電圧検出装置３の構成を示す図である。つまり、検出制御器３４の機能は、プロセッサ１４２と記憶装置１４３とによって実現されてもよい。

検出制御器３４の機能がプロセッサ１４２と記憶装置１４３とによって実現される場合、当該機能は、プロセッサ１４２と、ソフトウェア、ファームウェア、又は、ソフトウェアとファームウェアとの組み合わせとによって実現される。ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして記述され、記憶装置１４３に格納される。プロセッサ１４２は、記憶装置１４３に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、検出制御器３４の機能を実現する。記憶装置１４３に格納されるプログラムは、検出制御器３４が実行する手順又は方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。

プロセッサ１４２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、処理システム、演算システム、マイクロプロセッサ、又はＤＳＰ（Digital Signal Processor）である。

記憶装置１４３は、例えば、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）等の不揮発性若しくは揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Digital Versatile Disk）等である。

検出制御器３４の複数の機能について、当該複数の機能の一部がソフトウェア又はファームウェアで実現され、当該複数の機能の残部が専用のハードウェアで実現されてもよい。このように、検出制御器３４の複数の機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、又はこれらの組み合わせによって実現することができる。

実施の形態２に係る電圧検出装置５が有する検出制御器５１、実施の形態３に係る電圧検出装置７が有する検出制御器７１、及び実施の形態６に係る電圧検出装置１３が有する検出制御器１３１の各々の機能は、専用処理回路によって実現されてもよい。当該専用処理回路は、専用処理回路１４１と同等の専用処理回路である。実施の形態２に係る電圧検出装置５が有する検出制御器５１、実施の形態３に係る電圧検出装置７が有する検出制御器７１、及び実施の形態６に係る電圧検出装置１３が有する検出制御器１３１の各々の機能は、プロセッサと記憶装置とによって実現されてもよい。当該プロセッサはプロセッサ１４２と同等のプロセッサであり、当該記憶装置は記憶装置１４３と同等の記憶装置である。

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略又は変更することも可能である。

１ 電力変換器、２ モータ、３，５，７，９，１１、１３ 電力変換器の電圧検出装置、４，６，８，１０，１２ モータ制御器、２１ レグ、２２ 直流電源、２３ コンデンサ、３０Ａ，３０Ｄ，３０Ｇ，３０Ｋ，３０Ｐ ｕ相電圧検出部、３０Ｂ，３０Ｅ，３０Ｈ，３０Ｌ，３０Ｑ ｖ相電圧検出部、３０Ｃ，３０Ｆ，３０Ｊ，３０Ｍ，３０Ｒ ｗ相電圧検出部、３１ 分圧器、３２ 積分器、３３ 比較器、３４，５１，７１ 検出制御器、３５ 充放電器、９１ 電圧変換器、９２ 反転増幅回路、９３ 差動増幅回路、１３１ 検出制御器、１３２ 充放電器、１４１ 専用処理回路、１４２ プロセッサ、１４３ 記憶装置、１１０１ 電流検出器。

Claims (7)

1. 少なくとも一つの相の負荷へ電圧を出力する電力変換器の出力電圧を検出する電力変換器の電圧検出装置であって、
   前記出力電圧を分圧して分圧後電圧を出力する分圧器と、
   前記分圧器が出力した前記分圧後電圧を積分して電圧積分値を出力する積分器と、
   前記積分器が出力した前記電圧積分値を充放電指令のオン及びオフに基づいて変化させる充放電器と、
   前記積分器が出力した前記電圧積分値と基準電圧とを比較して比較結果を示す判定信号を出力する比較器と、
   前記比較器が出力した前記判定信号に基づいて前記充放電指令をオンにする検出制御器と
   を備えることを特徴とする電力変換器の電圧検出装置。
2. 前記充放電器は、あらかじめ決められた変化率で前記電圧積分値を変化させ、
   前記検出制御器は、前記充放電指令をあらかじめ決められた時間だけオンにする
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器の電圧検出装置。
3. 前記検出制御器は、前記充放電指令のオンに伴う前記電圧積分値の電圧変化量を積算して検出電圧積算値を出力する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換器の電圧検出装置。
4. 前記検出制御器は、あらかじめ決められた期間の前記検出電圧積算値を出力する
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換器の電圧検出装置。
5. 前記検出制御器は、あらかじめ決められた期間の前記検出電圧積算値を前記期間で除した検出電圧値を出力する
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載の電力変換器の電圧検出装置。
6. 前記電力変換器から前記負荷へ流れる電流を検出する電流検出器
   を更に備えることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換器の電圧検出装置。
7. 前記電力変換器は、逆導通機能を持つ二つ以上の半導体スイッチング素子を含むレグを少なくとも一相分有し、
   前記レグの両端は、直流電源の正負の端子に接続されており、
   前記レグの中間端子は、前記負荷に接続されており、
   前記電力変換器は、前記二つ以上の半導体スイッチング素子をオンオフさせて前記負荷へ矩形状の電圧を供給する
   ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換器の電圧検出装置。

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