JPS6148300B2 - - Google Patents
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- JPS6148300B2 JPS6148300B2 JP53034325A JP3432578A JPS6148300B2 JP S6148300 B2 JPS6148300 B2 JP S6148300B2 JP 53034325 A JP53034325 A JP 53034325A JP 3432578 A JP3432578 A JP 3432578A JP S6148300 B2 JPS6148300 B2 JP S6148300B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signals
- calculating
- variable attenuators
- bridge type
- output
- Prior art date
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Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 10
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 7
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000002945 steepest descent method Methods 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、互に標本間隔の半時間のずれた２つ
の系列の標本化情報を、互に直交する２つの搬送
波で変調して送出する直交振幅変調（以後オフセ
ツト直交振幅変調という。）の自動等化器に関す
るものである。
の系列の標本化情報を、互に直交する２つの搬送
波で変調して送出する直交振幅変調（以後オフセ
ツト直交振幅変調という。）の自動等化器に関す
るものである。
オフセツト直交振幅変調は非線形歪に強い等の
種々の長所があり近年注目されてきたが未だ有効
な自動等化法が開発されていない。本発明におい
ては、従来より直交振幅変調に用いられてきた、
２次元トランスバーサル型フイルタを用いた自動
等化器を提供するものである。
種々の長所があり近年注目されてきたが未だ有効
な自動等化法が開発されていない。本発明におい
ては、従来より直交振幅変調に用いられてきた、
２次元トランスバーサル型フイルタを用いた自動
等化器を提供するものである。
従来より直交振幅変調に対する自動等化器にお
いては、２軸同期検波器の２つの出力信号を入力
信号とする２系統のタツプ付遅延線を用い、各々
のタツプ付遅延線に取り付けられた対応する２つ
のタツプから取り出される信号を第１図に示すよ
うな２次元ブリツジ型回路で１対のタツプゲイン
例えばｃi，ｄiによつて変換する方法を用いたも
のが多く用いられている。
いては、２軸同期検波器の２つの出力信号を入力
信号とする２系統のタツプ付遅延線を用い、各々
のタツプ付遅延線に取り付けられた対応する２つ
のタツプから取り出される信号を第１図に示すよ
うな２次元ブリツジ型回路で１対のタツプゲイン
例えばｃi，ｄiによつて変換する方法を用いたも
のが多く用いられている。
以下第１図に示した回路を２次元ブリツジ型回
路と呼び、この回路を用いた可変減衰器を２次元
ブリツジ型可変減衰器と呼ぶ。
路と呼び、この回路を用いた可変減衰器を２次元
ブリツジ型可変減衰器と呼ぶ。
このような等化器を用いた等化が可能であるた
めには、出力される２系列の情報がどちらも同じ
タツプゲインで最適化されなけばならない。以下
に２系列の情報がともに同じタツプゲインで最適
化されることをを示す。
めには、出力される２系列の情報がどちらも同じ
タツプゲインで最適化されなけばならない。以下
に２系列の情報がともに同じタツプゲインで最適
化されることをを示す。
２軸同期検波した出力ｘR（ｔ）およびｘI
（ｔ）は次式で表わされる。
（ｔ）は次式で表わされる。
ただしａiおよびｂiは送信データであり、Ｔは片
側のデータ間隔であり、ｇ（ｔ）は送信データａ
iの入力点から２軸同期検波出力のｘR側出力点ま
での総合的なインパルスレスポンス、ｈ（ｔ）は
送信データａiの入力点から２軸同期検波出力の
ＸI側出力点までの総合インパルスレスポンスと
する。
側のデータ間隔であり、ｇ（ｔ）は送信データａ
iの入力点から２軸同期検波出力のｘR側出力点ま
での総合的なインパルスレスポンス、ｈ（ｔ）は
送信データａiの入力点から２軸同期検波出力の
ＸI側出力点までの総合インパルスレスポンスと
する。
この信号に対して、１遅延当り４種類の値をも
つトランスパーサルフイルタを次式のごとく作用
させる。
つトランスパーサルフイルタを次式のごとく作用
させる。
ここで、タツプ数は2L＋１個である。
このトランスパーサルフイルタを用いて最小２乗
型の自動等化器を考えれば、最小化すべき誤差は
各出力のＴおきのサンプル値における推定値と出
力の差の２乗和である。
型の自動等化器を考えれば、最小化すべき誤差は
各出力のＴおきのサンプル値における推定値と出
力の差の２乗和である。
ＥＲ ｏ＝（ｙＲ ｏ−ａo）２ (5)
ただしｙＲ ｏ，ｙＩ ｏ＋〓はそれぞれｙR（ｔ）および
ｙ
I（ｔ）の、ｔ＝nTおよびｔ＝（ｎ＋１／２）Ｔにおけ るサンプル値である。以後前出の諸量のＴ間隔の
サンプル値を同様の添字で表わす。(5)式および(6)
式を最小にするには、この各タツプゲインでの偏
微分を０にすればよい。偏微分は となる。ところが送信情報系列のランダム性を仮
定すると(7)〜(10)式の期待値は次のようになる。
ｙ
I（ｔ）の、ｔ＝nTおよびｔ＝（ｎ＋１／２）Ｔにおけ るサンプル値である。以後前出の諸量のＴ間隔の
サンプル値を同様の添字で表わす。(5)式および(6)
式を最小にするには、この各タツプゲインでの偏
微分を０にすればよい。偏微分は となる。ところが送信情報系列のランダム性を仮
定すると(7)〜(10)式の期待値は次のようになる。
であり、(7)式〜（15）式においては、いずれも
（＋Ｌ＞ｍ＞−Ｌ）の範囲である。
（＋Ｌ＞ｍ＞−Ｌ）の範囲である。
これらの式において(11)式と（13）式および(12)式
と（14）式は、タツプゲインの項を除いて全く同
じ形をしている。自動等化の最終目標は(11)式〜
（14）式を０にするタツプゲインを与えることで
あるので、決定されるタツプゲインはｃR1＝ｃR
２，ｃI1＝ｃI2となる。このことにより、オフセ
ツト直交振幅変調における自動等化が、通常の直
交振幅変調における自動等化と同様に２次元トラ
ンスパーサルフイルタを用いて実現できることが
わかる。
と（14）式は、タツプゲインの項を除いて全く同
じ形をしている。自動等化の最終目標は(11)式〜
（14）式を０にするタツプゲインを与えることで
あるので、決定されるタツプゲインはｃR1＝ｃR
２，ｃI1＝ｃI2となる。このことにより、オフセ
ツト直交振幅変調における自動等化が、通常の直
交振幅変調における自動等化と同様に２次元トラ
ンスパーサルフイルタを用いて実現できることが
わかる。
本発明の第１の発明は、(7)式、(8)式、(9)式、(10)
式をもとにした最急降下法による自動等化を実現
する回路構成であり、通常の直交振幅変調と同様
の回路構成にて、オフセツト直交振幅変調の自動
等化を実現することを特徴とする。
式をもとにした最急降下法による自動等化を実現
する回路構成であり、通常の直交振幅変調と同様
の回路構成にて、オフセツト直交振幅変調の自動
等化を実現することを特徴とする。
本発明の第２の発明において、(9)式および(10)
式、あるいは(11)式および(12)式をもとにした最急降
下法による自動等化を実現する回路構成であり、
通常の直交振幅変調より簡単な回路構成にてオフ
セツト直交振幅変調の自動等化を実現することを
特徴とする。
式、あるいは(11)式および(12)式をもとにした最急降
下法による自動等化を実現する回路構成であり、
通常の直交振幅変調より簡単な回路構成にてオフ
セツト直交振幅変調の自動等化を実現することを
特徴とする。
以下に図面を用いて実施例を説明する。第２図
は第１および第２の発明に共通な、自動等化に用
いる２次元トランスパーサルフイルタの実施例で
ある。第２図において、端子１および２には２軸
同期検波器にて復調した互に直交した２つの基底
帯域信号が入来する。端子１には遅延素子３およ
び４を直列に接続した遅延線が接続され、端子２
には遅延素子５および６を直列に接続した遅延線
が接続される。遅延素子３，４，５および６の遅
延時間は、すべてデータ間隔Ｔに等しい。各遅延
素子を接続する接続線からは２つづつ対になつた
信号引き出し線、２６と２９，２７と３０，２８
と３１が引き出されており、上記３つの対になつ
た引き出し線に対して第１図に示した２次元ブリ
ツジ型回路７，８，９で、それぞれ端子１０と１
１，１２と１３，１４と１５から出力されるタツ
プゲインが作用する。各２次元ブリツジ型回路の
出力は、累算器１６にて線路２０，２１，２２に
流れる信号が累算され、累算器１７にて線路２
３，２４，２５に流れる信号が累算され、それぞ
れ端子１８および１９に等化出力信号が出力され
る。
は第１および第２の発明に共通な、自動等化に用
いる２次元トランスパーサルフイルタの実施例で
ある。第２図において、端子１および２には２軸
同期検波器にて復調した互に直交した２つの基底
帯域信号が入来する。端子１には遅延素子３およ
び４を直列に接続した遅延線が接続され、端子２
には遅延素子５および６を直列に接続した遅延線
が接続される。遅延素子３，４，５および６の遅
延時間は、すべてデータ間隔Ｔに等しい。各遅延
素子を接続する接続線からは２つづつ対になつた
信号引き出し線、２６と２９，２７と３０，２８
と３１が引き出されており、上記３つの対になつ
た引き出し線に対して第１図に示した２次元ブリ
ツジ型回路７，８，９で、それぞれ端子１０と１
１，１２と１３，１４と１５から出力されるタツ
プゲインが作用する。各２次元ブリツジ型回路の
出力は、累算器１６にて線路２０，２１，２２に
流れる信号が累算され、累算器１７にて線路２
３，２４，２５に流れる信号が累算され、それぞ
れ端子１８および１９に等化出力信号が出力され
る。
第３図第１の発明のタツプゲイン修正回路部分
の実施例である。第３図において端子１８および
１９に入来した等化出力信号は標本化回路３２お
よび３３において、データ間隔Ｔの間隔で、互に
Ｔ／２だけずれて標本化されそれぞれ閾値回路３
４および３５に入力される。閾値回路３４および
３５の入出力は減算器３６および３７で差がとら
れ線路４５および４６に誤差信号を出力する。一
方端子３８，３９，４０，４１，４２および４３
からは、それぞれ線路２６，２９，２７，３０，
２８および３１から分岐した信号が入来し、前出
誤差信号と掛算器６２，６３，６４，６５，６
６，６７，６８，６９，７０，７１，７２，７３
で掛け合わされる。スイツチ５０，５１，５２，
５３，５４，５５は標本化回路３２，３３と同期
して交互に開閉し、スイツチ５０では掛算器６２
と６５の、スイツチ５１では掛算器６３と６４の
出力がそれぞれ一方が選択され、積分器５６およ
び５７にて前の結果に加え合わされ端子１０およ
び１１に新しいタツプゲインを出力する。他のタ
ツプについても同様の選択が行なわれ積分器５
８，５９，６０，６１等を介して端子１２，１
３，１４，１５にタツプゲインの値を出力する。
これらの操作を１データ間隔に１回くり返すこと
によつて遂次修正による自動等化が可能となる。
の実施例である。第３図において端子１８および
１９に入来した等化出力信号は標本化回路３２お
よび３３において、データ間隔Ｔの間隔で、互に
Ｔ／２だけずれて標本化されそれぞれ閾値回路３
４および３５に入力される。閾値回路３４および
３５の入出力は減算器３６および３７で差がとら
れ線路４５および４６に誤差信号を出力する。一
方端子３８，３９，４０，４１，４２および４３
からは、それぞれ線路２６，２９，２７，３０，
２８および３１から分岐した信号が入来し、前出
誤差信号と掛算器６２，６３，６４，６５，６
６，６７，６８，６９，７０，７１，７２，７３
で掛け合わされる。スイツチ５０，５１，５２，
５３，５４，５５は標本化回路３２，３３と同期
して交互に開閉し、スイツチ５０では掛算器６２
と６５の、スイツチ５１では掛算器６３と６４の
出力がそれぞれ一方が選択され、積分器５６およ
び５７にて前の結果に加え合わされ端子１０およ
び１１に新しいタツプゲインを出力する。他のタ
ツプについても同様の選択が行なわれ積分器５
８，５９，６０，６１等を介して端子１２，１
３，１４，１５にタツプゲインの値を出力する。
これらの操作を１データ間隔に１回くり返すこと
によつて遂次修正による自動等化が可能となる。
第４図は第２の発明のタツプゲイン修正回路部
分の実施例である。第４図において端子１８に入
来した等化出力信号は標本化回路７４においてデ
ータ間隔Ｔで標本化され閾値回路７５に入力され
る。閾値回路７５の入出力は減算器７６で差がと
られ線路８９に誤差信号を出力する。一方端子３
８，３９，４０，４１，４２および４３からは、
それぞれ線路２６，２９，２７，３０，２８およ
び３１から分岐した信号が入来し、前出誤差信号
と掛算器７７，７８，７９，８０，８１および８
２で掛け合わされ、それぞれ積分器８３，８４，
８５，８６．８７および８８で前の結果に加え合
わされ端子１０，１１，１２，１３，１４および
１５に新しいタツプゲインを出力する。これらの
操作を１データ間隔に１回くり返すことによつて
遂次修正による自動等化が可能となる。
分の実施例である。第４図において端子１８に入
来した等化出力信号は標本化回路７４においてデ
ータ間隔Ｔで標本化され閾値回路７５に入力され
る。閾値回路７５の入出力は減算器７６で差がと
られ線路８９に誤差信号を出力する。一方端子３
８，３９，４０，４１，４２および４３からは、
それぞれ線路２６，２９，２７，３０，２８およ
び３１から分岐した信号が入来し、前出誤差信号
と掛算器７７，７８，７９，８０，８１および８
２で掛け合わされ、それぞれ積分器８３，８４，
８５，８６．８７および８８で前の結果に加え合
わされ端子１０，１１，１２，１３，１４および
１５に新しいタツプゲインを出力する。これらの
操作を１データ間隔に１回くり返すことによつて
遂次修正による自動等化が可能となる。
第１図は本発明に用いる２次元ブリツジ型可変
減衰器の実施例であり、第２図は本発明に用いる
２次元トランスパーサルフイルタの実施例であ
り、第３図は本発明の第１の発明のタツプゲイン
修正回路の実施例であり、第４図は本発明の第２
の発明のタツプゲイン修正回路の実施例である。 図において３，４，５，６は遅延素子、７，
８，９は２次元ブリツジ型可変減衰器、１６，１
７は累算器、３２，３３，７４は標本化回路、３
４，３５，７５は閾値回路、３６，３７，７６は
減算器、６２，６３，６４，６５，６６，６７，
６８，６９，７０，７１，７２，７３，７７，７
８，７９，８０，８１，８２は掛算器、５０，５
１，５２，５３，５４，５５はスイツチ回路、５
６，５７，５８，５９，６０，６１，８３，８
４，８５，８６，８７，８８は積分器である。
減衰器の実施例であり、第２図は本発明に用いる
２次元トランスパーサルフイルタの実施例であ
り、第３図は本発明の第１の発明のタツプゲイン
修正回路の実施例であり、第４図は本発明の第２
の発明のタツプゲイン修正回路の実施例である。 図において３，４，５，６は遅延素子、７，
８，９は２次元ブリツジ型可変減衰器、１６，１
７は累算器、３２，３３，７４は標本化回路、３
４，３５，７５は閾値回路、３６，３７，７６は
減算器、６２，６３，６４，６５，６６，６７，
６８，６９，７０，７１，７２，７３，７７，７
８，７９，８０，８１，８２は掛算器、５０，５
１，５２，５３，５４，５５はスイツチ回路、５
６，５７，５８，５９，６０，６１，８３，８
４，８５，８６，８７，８８は積分器である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ オフセツト直交振幅変調データ伝送の復調器
において、２軸同期検波器によつて復調された互
に直交する２つの基底帯域信号を入力とする２つ
の遅延線と、前記第１の遅延線から引き出される
一定時間の整数倍の異なつた遅延を与えられた複
数個の信号の集合と、前記第２の遅延線から引き
出される一定時間の整数倍の異なつた遅延を与え
られた複数個の信号の集合に対して、両方の集合
に含まれる同じ時間だけ遅延された信号の各対に
対して作用する複数個の２次元ブリツジ型可変減
衰器と、前記それぞれの２次元ブリツジ型可変減
衰器が出力する２つの信号のうち第１の信号のみ
を集めそれらの総和を求める手段と、同様にそれ
ぞれの２次元ブリツジ型可変減衰器が出力する第
２の信号のみを集めてそれらの総和を求める手段
と、前記２つの総和を求める手段によつて得られ
る２つの等化出力信号を送信情報系列と同じ標本
間隔で互に標本間隔の半分ずれた標本点にて標本
化し、そのそれぞれの標本点における標本値によ
つて送信情報を推定しその推定結果を出力するた
めの２つの判定回路と、前記それぞれの判定回路
の入力および出力の差をとり誤差信号を求める減
算器と、前記すべての可変減衰器の各減衰量を前
記２つの遅延線のすべての出力信号の集合と前記
誤差信号とを用いることにより修正する手段とを
有し、通常の直交振幅変調自動等化器と同等の能
力で符号間干渉を除去するようにしたことを特徴
とする自動等化器。 ２ オフセツト直交振幅変調データ伝送の復調器
において、２軸同期検波器によつて復調された互
に直交する２つの基底帯域信号を入力とする２つ
の遅延線と、前記第１の遅延線から引き出される
一定時間の整数倍の異なつた遅延を与えられた複
数個の信号の集合と、前記第２遅延線から引き出
される一定時間の整数倍の異なつた遅延を与えら
れた複数個の信号の集合に対して、両方の集合に
含まれる同じ時間だけ遅延された信号の各対に対
して作用する複数個の２次元ブリツジ型可変減衰
器と、前記それぞれの２次元ブリツジ型可変減衰
器が出力する２つの信号のうち第１の信号のみを
集めそれらの総和を求める手段と、同様にそれぞ
れの２次元ブリツジ型可変減衰器が出力する第２
の信号のみを集めてそれらの総和を求める手段
と、前記２つの総和を求める手段によつて得られ
る２つの等化出力信号の一方を送信情報系列と同
じ標本間隔で標本化し、その標本点における標本
値によつて送信情報を推定し、その結果を出力す
るための判定回路と、前記それぞれの判定回路の
入力および出力の差をとり誤差信号を求める減算
器と、前記すべての可変減衰器の各減衰量を前記
２つの遅延線のすべての出力信号の集合と前記誤
差信号とを用いることにより修正する手段とを有
し、通常の直交振幅変調自動等化器と同等の能力
で符号間干渉を除去するようにしたことを特徴と
する自動等化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3432578A JPS54126446A (en) | 1978-03-24 | 1978-03-24 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3432578A JPS54126446A (en) | 1978-03-24 | 1978-03-24 | Automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54126446A JPS54126446A (en) | 1979-10-01 |
| JPS6148300B2 true JPS6148300B2 (ja) | 1986-10-23 |
Family
ID=12410991
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3432578A Granted JPS54126446A (en) | 1978-03-24 | 1978-03-24 | Automatic equalizer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54126446A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5664513A (en) * | 1979-10-30 | 1981-06-01 | Nec Corp | Automatic equalizer |
-
1978
- 1978-03-24 JP JP3432578A patent/JPS54126446A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54126446A (en) | 1979-10-01 |
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