JPH0632592B2 - 誘導電動機のトルク制御装置 - Google Patents
誘導電動機のトルク制御装置Info
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- JPH0632592B2 JPH0632592B2 JP61231394A JP23139486A JPH0632592B2 JP H0632592 B2 JPH0632592 B2 JP H0632592B2 JP 61231394 A JP61231394 A JP 61231394A JP 23139486 A JP23139486 A JP 23139486A JP H0632592 B2 JPH0632592 B2 JP H0632592B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ）インバータに
よる誘導電動機のトルク制御装置に関するもので、高速
トルク制御において磁束およびトルクのヒステリシスコ
ンパレータの動作点を可変制御し、負荷の条件や運転状
態に応じてヒステリシスを最適化しようとするもので、
電流やトルクのリップルの低減、高調波損失の低減、イ
ンバータのスイッチング周波数の低減、さらに起動、超
低速運転時の滑らかな駆動、低トルク駆動等を可能にす
るものである。
よる誘導電動機のトルク制御装置に関するもので、高速
トルク制御において磁束およびトルクのヒステリシスコ
ンパレータの動作点を可変制御し、負荷の条件や運転状
態に応じてヒステリシスを最適化しようとするもので、
電流やトルクのリップルの低減、高調波損失の低減、イ
ンバータのスイッチング周波数の低減、さらに起動、超
低速運転時の滑らかな駆動、低トルク駆動等を可能にす
るものである。
本発明にかかる誘導電動機のトルク制御方式の基本動作
は、電気学会論文誌Ｂの106巻１号第９ページの「瞬時
すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速トルク制
御法」なる論文に記載されている。
は、電気学会論文誌Ｂの106巻１号第９ページの「瞬時
すべり周波数制御に基づく誘導電動機の新高速トルク制
御法」なる論文に記載されている。
この論文は、電動機入力電圧を検出し、これを御所回路
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を運ぶ。
内で積分したものを電動機磁束としている。すなわち、
いわゆる磁束演算形の制御方式であり、磁束ベクトルの
長さが与えられた磁束指令に追従し、かつ円軌跡を描く
ようなインバータ出力電圧を運ぶ。
また、電動機発生トルクを前記磁束と電動機入力電流の
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を運ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。
ベクトル積として演算し、その大きさが与えられたトル
ク指令に追従するようなインバータ出力電圧を運ぶ。制
御は磁束およびトルクの瞬時値が所定の誤差内に保持さ
れるよう行われ、インバータ出力電圧は高速度で時々刻
々更新される。
第12図は上記論文に記載された制御方式に、本出願人が
先に特願昭61-99228号（特開昭62-260593号）により提
案したＰＷＭインバータの出力電圧検出方式を採用した
トルク制御系のブロック図であり、直流電圧源１より正
母線1aおよび負母線1bを経て、３相ＰＷＭインバータ３
を介して３相誘導電動機６に給電する。制御回路７は指
令および検出された電流，電圧信号を処理し、ＰＷＭイ
ンバータ３のスイッチング素子の通電信号を発生する。
先に特願昭61-99228号（特開昭62-260593号）により提
案したＰＷＭインバータの出力電圧検出方式を採用した
トルク制御系のブロック図であり、直流電圧源１より正
母線1aおよび負母線1bを経て、３相ＰＷＭインバータ３
を介して３相誘導電動機６に給電する。制御回路７は指
令および検出された電流，電圧信号を処理し、ＰＷＭイ
ンバータ３のスイッチング素子の通電信号を発生する。
ＰＷＭインバータ３はトランジスタとダイオードをそれ
ぞれ逆並列接続してなる６個のアームから構成されてい
るが、図のように３個の切換スイッチSu,Sv,Swとして表
すことができる。
ぞれ逆並列接続してなる６個のアームから構成されてい
るが、図のように３個の切換スイッチSu,Sv,Swとして表
すことができる。
ＰＷＭインバータ３の各出力端子から電流検出器5u,5v,
5wを経て３相誘導電動機に給電すると共に、直流側正負
母線間に電圧検出器２が接続され、これから検出器と後
述するスイッチ状態変数から各相電流および各相電圧が
検出できるようになっている。
5wを経て３相誘導電動機に給電すると共に、直流側正負
母線間に電圧検出器２が接続され、これから検出器と後
述するスイッチ状態変数から各相電流および各相電圧が
検出できるようになっている。
３相かご形誘導電動機の１次端子電圧および電流をそれ
ぞれ とし、２次電流を とすると、電圧方程式は ただし、記号 は直軸，横軸すなわちｄ，ｑ２軸交換された量のベクト
ル表示であり、例えば はｄ軸成分をv1d，ｑ軸成分をv1qとすると で示され、 も同様に定義される。なお、式左辺のはｄ，ｑ両軸
成分とも０の場合を表し、かご形回転子の場合２次電圧
はこのようにとなる。
ぞれ とし、２次電流を とすると、電圧方程式は ただし、記号 は直軸，横軸すなわちｄ，ｑ２軸交換された量のベクト
ル表示であり、例えば はｄ軸成分をv1d，ｑ軸成分をv1qとすると で示され、 も同様に定義される。なお、式左辺のはｄ，ｑ両軸
成分とも０の場合を表し、かご形回転子の場合２次電圧
はこのようにとなる。
式における定数は Ｒ１；１次巻線抵抗 Ｌ１１；１次インダクタンス Ｒ２；２次巻線抵抗 Ｌ２２；２次インダクタンス Ｍ；相互インダクタンス ｍは回転角速度，ｐは微分演算子，ｊはベクトル積を
表す。
表す。
一方、磁束の定義として、１次磁束 は 式の第１行を展開して 式を代入し、整理すると 両辺を積分すると すなわち、電動機１次磁束は式の積分演算により求め
られる。
られる。
各切換スイッチSu,Sv,Swは、正母線1a側に倒れる場合と
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置をとること
はない。前者を状態１，後者を状態０とするとインバー
タの出力状態は下に示すスイッチ状態変数表ですべてを
表すことができる。
負母線1b側に倒れる場合とがあり、中間位置をとること
はない。前者を状態１，後者を状態０とするとインバー
タの出力状態は下に示すスイッチ状態変数表ですべてを
表すことができる。
ここに、ｋは切換スイッチ状態を示す番号で、この８通
りしか存在しない。また、▲ｄ▼，▲ｑ▼はｄ，ｑ
２軸成分で表したスイッチ状態変数で、実際のｄ，ｑ軸
電圧v1d，v1qは、これに直流電圧源１の電圧Ｖと を乗じ と表せる。
りしか存在しない。また、▲ｄ▼，▲ｑ▼はｄ，ｑ
２軸成分で表したスイッチ状態変数で、実際のｄ，ｑ軸
電圧v1d，v1qは、これに直流電圧源１の電圧Ｖと を乗じ と表せる。
先のスイッチ状態変数表を図示したのが第２図であり、
v1の横の括弧内は切換スイッチSu,Sv,Swの状態を示して
おり、ｋが増加するに従って時計方向に60°ずつステッ
プする電圧ベクトルを表している。
v1の横の括弧内は切換スイッチSu,Sv,Swの状態を示して
おり、ｋが増加するに従って時計方向に60°ずつステッ
プする電圧ベクトルを表している。
なお、ｋ＝０およびｋ＝７は零ベクトルと呼ばれるもの
で、図では原点に一致する。ｋ＝０およびｋ＝７はそれ
ぞれインバータの出力となる第12図の切換スイッチSu,S
v,Swがすべて正母線1a側に倒れるか、または負母線1b側
に倒れるかの違いはあるが、誘導電動機６の線間電圧は
いずれも０となり、３相短絡モードである。また、ｕ，
ｖ，ｗ相の基準軸は後述する式により、それぞれ、ｋ
＝１，ｋ＝３，ｋ＝５の方向に対応する。
で、図では原点に一致する。ｋ＝０およびｋ＝７はそれ
ぞれインバータの出力となる第12図の切換スイッチSu,S
v,Swがすべて正母線1a側に倒れるか、または負母線1b側
に倒れるかの違いはあるが、誘導電動機６の線間電圧は
いずれも０となり、３相短絡モードである。また、ｕ，
ｖ，ｗ相の基準軸は後述する式により、それぞれ、ｋ
＝１，ｋ＝３，ｋ＝５の方向に対応する。
瞬時トルクＴは式の１次磁束 と１次電流 のベクトル積として式により求められる。
ここで、φ1d，φ1qおよびi1d，i1qはそれぞれ１次磁束 および１次電流 をｄ，ｑ２軸に分解したときの各成分である。
ブロック701および703bは切換スイッチSu,Sv,Swの状態
と電圧検出器２で検出した直流電圧源の電圧Ｖとから１
次端子電圧 を算出するブロックであり、スイッチ状態変数表と式
とから算出される。
と電圧検出器２で検出した直流電圧源の電圧Ｖとから１
次端子電圧 を算出するブロックであり、スイッチ状態変数表と式
とから算出される。
ブロック702は電流検出器5u,5v,5wにより検出された３
相電流iu,iv,iwを、次式によりｄ，ｑ２軸成分に変換す
るブロックである。
相電流iu,iv,iwを、次式によりｄ，ｑ２軸成分に変換す
るブロックである。
この１次電流 に、ブロック703aにおいて１次巻線抵抗R1を乗じ、ブロ
ック704において１次端子電圧v1から１次巻線抵抗R1と
１次電流i1の積を減算する。
ック704において１次端子電圧v1から１次巻線抵抗R1と
１次電流i1の積を減算する。
ブロック705は式に従って磁束を積分演算するブロッ
クであり、１次磁束 のｄ，ｑ両軸成分φ1d，φ1qが求められ、ブロック710
にて磁束ベクトル長φ1が次式により求められる。
クであり、１次磁束 のｄ，ｑ両軸成分φ1d，φ1qが求められ、ブロック710
にて磁束ベクトル長φ1が次式により求められる。
更に、ブロック710では、第３図の磁束状態図に示すよ
うに、１次磁束 ベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の回転角θが、境
界線として30°，90°，150°，210°，270°，330°の
60°毎に仕切られるどの領域に属しているかによって制
御フラグｆθを次のように発生する。
うに、１次磁束 ベクトルのｄ軸を基準とする時計方向の回転角θが、境
界線として30°，90°，150°，210°，270°，330°の
60°毎に仕切られるどの領域に属しているかによって制
御フラグｆθを次のように発生する。
−30°≦θ＜30°；ｆθ＝Ｉ 30°≦θ＜90°；ｆθ＝II 90°≦θ＜150°；ｆθ＝III 150°≦θ＜210°；ｆθ＝IV 210°≦θ＜270°；ｆθ＝Ｖ 270°≦θ＜330°；ｆθ＝VI 第４図はヒステリシスコンパレータの状態制御図で、磁
束ベクトル長φ１が磁束指令値▲φ* 1▼に対し、誤差限
界Δφを用いて となるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上限であ
る に達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生
し、また磁束ベクトル長φ１が減少して下限である に達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝１を発生す
る。
束ベクトル長φ１が磁束指令値▲φ* 1▼に対し、誤差限
界Δφを用いて となるように制御するための制御フラグｆφを発生す
る。すなわち、磁束ベクトル長φ１が増加して上限であ
る に達すると減磁を指令する制御フラグｆφ＝０を発生
し、また磁束ベクトル長φ１が減少して下限である に達すると増磁を指令する制御フラグｆφ＝１を発生す
る。
かくして、磁束ベクトル長φ１は第４図に示される矢印
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ１がブロック708において磁
束指令値▲φ* 1▼から減算され、ブロック711において
第４図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝１，０を発
生する。
の方向にリミットサイクルを描くようにして制御される
ことになるが、実際には、ブロック706で式により算
出された磁束ベクトル長φ１がブロック708において磁
束指令値▲φ* 1▼から減算され、ブロック711において
第４図の状態制御図に従い制御フラグｆφ＝１，０を発
生する。
第４図に示した磁束のリミットサイクルは、第３図に関
していえば、１次磁束 のベクトルの頭部が常に図示された円環部分に存在する
ように制御されていることに対応する。
していえば、１次磁束 のベクトルの頭部が常に図示された円環部分に存在する
ように制御されていることに対応する。
第４図による制御フラグｆφと第３図で説明した制御フ
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝１，ｆθ＝
Ｉの制御フラグが立っているとすると、領域が−30°≦
θ＜30°における増磁モードを意味するから、１次磁束 ベクトルに積分されるべき１次電圧 ベクトルは円の外向き成分を持つたものとなり、第３図
からｋ＝１，２，６のいずれかのみが選ばれる可能性が
ある。
ラグｆθとが組み合わされて、例えばｆφ＝１，ｆθ＝
Ｉの制御フラグが立っているとすると、領域が−30°≦
θ＜30°における増磁モードを意味するから、１次磁束 ベクトルに積分されるべき１次電圧 ベクトルは円の外向き成分を持つたものとなり、第３図
からｋ＝１，２，６のいずれかのみが選ばれる可能性が
ある。
ブロック707はブロック702，705の両出力のベクトル積
を式により演算し瞬時トルクＴを算出するブロックで
あり、ブロック709においてトルク指令Ｔ＊から瞬時ト
ルクＴを減算し、トルク指令Ｔ＊と式により求められ
た瞬時トルクＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられ
るように、ブロック712において第５図の状態制御図に
従って制御フラグfrを発生する。
を式により演算し瞬時トルクＴを算出するブロックで
あり、ブロック709においてトルク指令Ｔ＊から瞬時ト
ルクＴを減算し、トルク指令Ｔ＊と式により求められ
た瞬時トルクＴとの差が所定の誤差限界以内に押えられ
るように、ブロック712において第５図の状態制御図に
従って制御フラグfrを発生する。
第５図は３値ヒステリシスコンパレータの状態制御図
で、電動機力行時はトルク偏差Ｔ＊−Ｔが上限値ΔT
1（ΔT1＞０）に達すると、加速モードの制御フラグfr
＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下限
値−ΔT2（ΔT2＞０）に達すると、零ベクトルモードの
制御フラグfr＝０を発生し、トルクが漸減して再び偏差
が増加し上限値ΔT1に達すると加速モードに移り、第５
図の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回する
リミットサイクルを描く。
で、電動機力行時はトルク偏差Ｔ＊−Ｔが上限値ΔT
1（ΔT1＞０）に達すると、加速モードの制御フラグfr
＝１を発生する。電動機が加速されてトルク偏差が下限
値−ΔT2（ΔT2＞０）に達すると、零ベクトルモードの
制御フラグfr＝０を発生し、トルクが漸減して再び偏差
が増加し上限値ΔT1に達すると加速モードに移り、第５
図の上半部のヒステリシスループを矢印方向に周回する
リミットサイクルを描く。
これを時間領域にて表すと第６図のトルク波形図に示す
ごとく瞬時トルクＴは変動し、トルク指令Ｔ＊を挾んで
上，下の偏差分ΔT1＋ΔT2の帯域内を往復する。
ごとく瞬時トルクＴは変動し、トルク指令Ｔ＊を挾んで
上，下の偏差分ΔT1＋ΔT2の帯域内を往復する。
次に、電動機が回生制動を行っている時は第５図の下半
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値ΔT1（ΔT1＞０）に達すると減速モードの
制御フラグfr＝−１を発生する。以下、力行時と同様に
矢印の方向のリミットサイクルを繰り返えす。かくして
ブロック712は制御フラグfr＝１，０，−１を出力す
る。
部のヒステリシスループを描くことになり、トルク偏差
が負の下限値ΔT1（ΔT1＞０）に達すると減速モードの
制御フラグfr＝−１を発生する。以下、力行時と同様に
矢印の方向のリミットサイクルを繰り返えす。かくして
ブロック712は制御フラグfr＝１，０，−１を出力す
る。
ブロック713はブロック710，711，712から出力される３
個の制御フラグｆθ，ｆφ，frの各組み合わせに最も適
したインバータ出力電圧を決定するブロックであり、第
３図で説明した１次磁束 のベクトル長と回転方向をこれら３個の制御フラグｆ
θ，ｆφ，frが制御する。
個の制御フラグｆθ，ｆφ，frの各組み合わせに最も適
したインバータ出力電圧を決定するブロックであり、第
３図で説明した１次磁束 のベクトル長と回転方向をこれら３個の制御フラグｆ
θ，ｆφ，frが制御する。
例えば前述のごとく制御フラグｆφ＝１，ｆθ＝Ｉの場
合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のｋに従っ
て で表すとすると、電圧ベクトルとして選ばれる可能性が
あるのはｋ＝１，２，６のいずれかであるが、このとき
制御フラグfr＝１ならば、時計方向に回転する成分を持
つベクトルＫ＝２すなわち出力電圧ベクトル が選ばれる。もしfr＝−１のときは fr＝０のときはゼロベクトルで、 または が選ばれる。
合には、電圧ベクトルをスイッチ状態変数表のｋに従っ
て で表すとすると、電圧ベクトルとして選ばれる可能性が
あるのはｋ＝１，２，６のいずれかであるが、このとき
制御フラグfr＝１ならば、時計方向に回転する成分を持
つベクトルＫ＝２すなわち出力電圧ベクトル が選ばれる。もしfr＝−１のときは fr＝０のときはゼロベクトルで、 または が選ばれる。
次に示すスイッチングテーブルは、３個の制御フラグｆ
φ，ｆθ，frのすべての組み合わせについて出力電圧ベ
クトルの番号ｋの値を示したもので、毎演算サイクル毎
にブロック713においてこのスイッチングテーブルを参
照することにより、インバータ３へスイッチング信号を
送り、磁束およびトルクの瞬時制御が行われる。
φ，ｆθ，frのすべての組み合わせについて出力電圧ベ
クトルの番号ｋの値を示したもので、毎演算サイクル毎
にブロック713においてこのスイッチングテーブルを参
照することにより、インバータ３へスイッチング信号を
送り、磁束およびトルクの瞬時制御が行われる。
インバータ周波数は第３図の１次磁束 ベクトルの回転速度と考えることができるが、これは外
部から与えられるものではなく、式による電圧ベクト
ルの積算結果として生ずるものである。
部から与えられるものではなく、式による電圧ベクト
ルの積算結果として生ずるものである。
従来の誘導電動機のベクトル制御の有した数々の欠点を
解決する新しい空間ベクトル法について詳細に説明した
が、要約すると次のごとくである。
解決する新しい空間ベクトル法について詳細に説明した
が、要約すると次のごとくである。
１次端子電圧 と１次電流 から１次磁束 と瞬時トルクＴを演算し、演算された１次磁束 ベクトルはその大きさを磁束指令値▲φ* 1▼と誤差限界
Δφにより磁束ヒステリシスコンパレータにより制御さ
れる。また、瞬時トルクＴはトルク指令Ｔ＊とのトルク
偏差Ｔ＊−Ｔについて３値トルクヒステリシスコンパレ
ータにより制御される。
Δφにより磁束ヒステリシスコンパレータにより制御さ
れる。また、瞬時トルクＴはトルク指令Ｔ＊とのトルク
偏差Ｔ＊−Ｔについて３値トルクヒステリシスコンパレ
ータにより制御される。
従来はこれらのヒステリシスコンパレータが動作する動
作点の値、即ち、磁束の誤差限界Δφ、トルク偏差の上
限値ΔT1，下限値−ΔT2は、負荷の状態や運転の状態に
無関係に固定の値を設定されていた。
作点の値、即ち、磁束の誤差限界Δφ、トルク偏差の上
限値ΔT1，下限値−ΔT2は、負荷の状態や運転の状態に
無関係に固定の値を設定されていた。
このために、特殊の運転条件の場合には、誘導電動機の
１次端子電圧 １次電流 発生する瞬時トルクＴなどが、ヒステリシスの動作点の
前後で急峻に変化し、運転動作に円滑さを欠くきらいが
あった。
１次端子電圧 １次電流 発生する瞬時トルクＴなどが、ヒステリシスの動作点の
前後で急峻に変化し、運転動作に円滑さを欠くきらいが
あった。
誘導電動機の全運転領域でショックの少ない円滑な運動
動作をさせるために、磁束ヒステリシスコンパレータお
よびトルクヒステリシスコンパレータの動作点を負荷お
よび運転の状態に応動して可変制御を行うものである。
動作をさせるために、磁束ヒステリシスコンパレータお
よびトルクヒステリシスコンパレータの動作点を負荷お
よび運転の状態に応動して可変制御を行うものである。
先ず、磁束ヒステリシスコンパレータの動作点を可変と
する場合について述べる。磁束指令値▲φ* 1▼と誤差限
界Δφにより となるように制御される１次磁束 ベクトルは、磁束ベクトル長φ１が上限を越えると減
磁、下限を下回ると増磁するように２値のヒステリシス
コンパレータで制御される。
する場合について述べる。磁束指令値▲φ* 1▼と誤差限
界Δφにより となるように制御される１次磁束 ベクトルは、磁束ベクトル長φ１が上限を越えると減
磁、下限を下回ると増磁するように２値のヒステリシス
コンパレータで制御される。
起動時や超低速で駆動する時は、トルク変動およびトル
クの立ち上がりを円滑にするために磁束指令値▲φ* 1▼
を小さくし、誘導電動機内の１次磁束 を弱界磁とすると、発生トルクは小さくなる。このこと
は式からも明らかである。
クの立ち上がりを円滑にするために磁束指令値▲φ* 1▼
を小さくし、誘導電動機内の１次磁束 を弱界磁とすると、発生トルクは小さくなる。このこと
は式からも明らかである。
一旦円滑に起動した後に磁束指令値を徐々に増加し、所
定の動作点まで可変させることにより、磁束指令値▲φ
* 1▼を所定の動作点に固定したままの起動動作に比べ
て、誘導電動機の１次端子▲１▼，１次電流 瞬時トルクＴの変化が滑らかになり安定となる。
定の動作点まで可変させることにより、磁束指令値▲φ
* 1▼を所定の動作点に固定したままの起動動作に比べ
て、誘導電動機の１次端子▲１▼，１次電流 瞬時トルクＴの変化が滑らかになり安定となる。
従って、磁束ヒステリシスコンパレータを全運転領域で
安定動作をさせるために、誘導電動機の回転速度にほぼ
比例させた磁束指令値▲φ* 1▼を与えると共に、誤差限
界Δφはヒステリシスコンパレータの動作間隔に比例す
るので、インバータのスイッチング周波数の限界近くま
で狭く設定すればよい。
安定動作をさせるために、誘導電動機の回転速度にほぼ
比例させた磁束指令値▲φ* 1▼を与えると共に、誤差限
界Δφはヒステリシスコンパレータの動作間隔に比例す
るので、インバータのスイッチング周波数の限界近くま
で狭く設定すればよい。
次に、トルクヒステリシスコンパレータの動作点を可変
とする場合について述べる。３値ヒステリシスコンパレ
ータにおいては上限値ΔT1と下限値−ΔT2により運転モ
ードが制御され、制御フラグfrが発生する。ヒステリシ
スの動作点であるΔT1，ΔT2を固定した状態では、軽負
荷時にはヒステリシスコンパレータの動作頻度が低く、
発生トルクのリップルの割合が大きくなる。また、逆に
重負荷時には力行モードの割合が大きくなり正常なヒス
テリシス動作を取らない。
とする場合について述べる。３値ヒステリシスコンパレ
ータにおいては上限値ΔT1と下限値−ΔT2により運転モ
ードが制御され、制御フラグfrが発生する。ヒステリシ
スの動作点であるΔT1，ΔT2を固定した状態では、軽負
荷時にはヒステリシスコンパレータの動作頻度が低く、
発生トルクのリップルの割合が大きくなる。また、逆に
重負荷時には力行モードの割合が大きくなり正常なヒス
テリシス動作を取らない。
そこで、誘導電動機の瞬時トルクＴとトルク指令Ｔ＊と
のトルク偏差Ｔ＊−Ｔの上限値ΔT1，下限値−ΔT2をト
ルク指令Ｔ＊の大きさにほぼ比例して設定すれば、全運
動領域においてトルク指令Ｔ＊に応じたヒステリシス動
作が可能となる。
のトルク偏差Ｔ＊−Ｔの上限値ΔT1，下限値−ΔT2をト
ルク指令Ｔ＊の大きさにほぼ比例して設定すれば、全運
動領域においてトルク指令Ｔ＊に応じたヒステリシス動
作が可能となる。
ただ、トルクヒステリシス幅ΔT1＋ΔT2をあまり狭くす
ると、インバータのスイッチング周波数が高くなるの
で、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチ
ング周波数の限界以内となるよう狭く設定すればよい。
ると、インバータのスイッチング周波数が高くなるの
で、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチ
ング周波数の限界以内となるよう狭く設定すればよい。
磁束ヒステリシスコンパレータとトルクヒステリシスコ
ンパレータの作用を具体的に説明する。
ンパレータの作用を具体的に説明する。
磁束ヒステリシスコンパレータの状態図は第４図に示し
た通りであるが、その動作を理解し易くするために横軸
を電動機の１次磁束長φ１のままとした第７図，第８図
に書き替える。これらの図で磁束指令値▲φ* 1▼は誤差
限界Δφ＝φmax−φminの中心から磁束零までの距離で
あり、最大磁束φmaxと最小磁束φminの差である誤差限
界Δφはヒステリシスコンパレータの動作ヒステリシス
幅を示す。
た通りであるが、その動作を理解し易くするために横軸
を電動機の１次磁束長φ１のままとした第７図，第８図
に書き替える。これらの図で磁束指令値▲φ* 1▼は誤差
限界Δφ＝φmax−φminの中心から磁束零までの距離で
あり、最大磁束φmaxと最小磁束φminの差である誤差限
界Δφはヒステリシスコンパレータの動作ヒステリシス
幅を示す。
起動時や超低速時のように速度による逆起電力が少な
く、１次磁束 が小さい場合は第８図に示したごとく、磁束指令値▲φ
* 1▼を小さくすると共に、誤差限界Δφを磁束指令値▲
φ* 1▼の１次函数として小さくする。なお、Δφの関数
形は簡単のため▲φ* 1▼の１次関数としたが、１次以外
の曲線を使用し特性の変化をなめらかにすることが可能
である。
く、１次磁束 が小さい場合は第８図に示したごとく、磁束指令値▲φ
* 1▼を小さくすると共に、誤差限界Δφを磁束指令値▲
φ* 1▼の１次函数として小さくする。なお、Δφの関数
形は簡単のため▲φ* 1▼の１次関数としたが、１次以外
の曲線を使用し特性の変化をなめらかにすることが可能
である。
起動後速度が段々上昇するにつれて、磁束指令値▲φ* 1
▼および誤差限界Δφを第７図に示したように所定の値
に近付けることにより、磁束のヒステリシスの動作範囲
を有効に使用でき、且つインバータシステムが有するス
イッチング素子のスイッチング特性の能力を一杯まで使
うことができる。
▼および誤差限界Δφを第７図に示したように所定の値
に近付けることにより、磁束のヒステリシスの動作範囲
を有効に使用でき、且つインバータシステムが有するス
イッチング素子のスイッチング特性の能力を一杯まで使
うことができる。
次に、トルクヒステリシスコンパレータの作用を説明す
る。トルクヒステリシスコンパレータの状態図は第５図
に示した通りであるが、その動作を理解し易くするため
に横軸を電動機の瞬時トクリＴのままとした第９図，第
10に書き替える。
る。トルクヒステリシスコンパレータの状態図は第５図
に示した通りであるが、その動作を理解し易くするため
に横軸を電動機の瞬時トクリＴのままとした第９図，第
10に書き替える。
これらの図でトルク指令Ｔ＊はヒステリシスループの中
心からトルク零点までの距離であり、トルク偏差Ｔ＊−
Ｔの上限値ΔT1と下限値ΔT2をにより３値のヒステリシ
スコンパレータの動作を決定する。第９図に示したよう
にトルク指令Ｔ＊が大きい時は上限値ΔT1，下限値ΔT2
共に大きく設定し、逆に第10に示したようにトルク指令
Ｔ＊が小さい時は上限値ΔT1，下限値ΔT2共に小さくな
るよう、上限値ΔT1，下限値ΔT2共にトルク指令Ｔ＊の
１次函数として動作点を変化させる。ΔT1，，ΔT2は簡
単のためＴ＊の１次関数としたが、１次以外の曲線を利
用し、特性の変化をなめらかにすることが可能である。
心からトルク零点までの距離であり、トルク偏差Ｔ＊−
Ｔの上限値ΔT1と下限値ΔT2をにより３値のヒステリシ
スコンパレータの動作を決定する。第９図に示したよう
にトルク指令Ｔ＊が大きい時は上限値ΔT1，下限値ΔT2
共に大きく設定し、逆に第10に示したようにトルク指令
Ｔ＊が小さい時は上限値ΔT1，下限値ΔT2共に小さくな
るよう、上限値ΔT1，下限値ΔT2共にトルク指令Ｔ＊の
１次函数として動作点を変化させる。ΔT1，，ΔT2は簡
単のためＴ＊の１次関数としたが、１次以外の曲線を利
用し、特性の変化をなめらかにすることが可能である。
このようにすることにより、トルクヒステリシスの動作
範囲を有効に使用でき、且つインバータスイッチング周
波数特性を能力一杯まで使うことができる。更に、誘導
電動機の発生トルクのリップルを低減することができ、
従来方式に比べて改善による効果は大きい。
範囲を有効に使用でき、且つインバータスイッチング周
波数特性を能力一杯まで使うことができる。更に、誘導
電動機の発生トルクのリップルを低減することができ、
従来方式に比べて改善による効果は大きい。
以上の説明では磁束とトルクのヒステリシスについて別
々に行ったが、本来この電動機駆動方式では同一時に制
御されるので、磁束およびトルクの両者を制御しなが
ら、トルクリップルの低減、電流リップルの低減、高調
波損失の低減、更に、起動，超低速時の滑らかな駆動、
低トルク安定駆動等が可能となる。
々に行ったが、本来この電動機駆動方式では同一時に制
御されるので、磁束およびトルクの両者を制御しなが
ら、トルクリップルの低減、電流リップルの低減、高調
波損失の低減、更に、起動，超低速時の滑らかな駆動、
低トルク安定駆動等が可能となる。
第１図は本発明にかかる誘導電動機のトルク制御装置に
よるトルク制御系のブロック図であり、第12と同一の符
号は同一部分を示し、異なる所はブロック711，712を71
1a，712aに変更し、ブロック710a，710bを追加したこと
である。
よるトルク制御系のブロック図であり、第12と同一の符
号は同一部分を示し、異なる所はブロック711，712を71
1a，712aに変更し、ブロック710a，710bを追加したこと
である。
すなわち、従来のブロック711，712はいずれも許容偏差
が一定のヒステリシスコンパレータであったが、本実施
例におけるブロック711aの磁束ヒステリシスコンパレー
タは、ブロック710bにおいて修正された磁束指令値▲φ
* 1▼をも入力とし、第７図，第８図で説明したごとく、
この修正磁束指令▲φ* 1▼′の１次函数として誤差限界
Δφを増減せしめるよう構成してある。
が一定のヒステリシスコンパレータであったが、本実施
例におけるブロック711aの磁束ヒステリシスコンパレー
タは、ブロック710bにおいて修正された磁束指令値▲φ
* 1▼をも入力とし、第７図，第８図で説明したごとく、
この修正磁束指令▲φ* 1▼′の１次函数として誤差限界
Δφを増減せしめるよう構成してある。
修正磁束指令値▲φ* 1▼′の演算は、ディジタルシステ
ムによる場合１回の演算ループに要する時間が一定であ
るので、ブロック710aにおいて１次磁束▲１▼ベクト
ルが１回転するに必要な演算ループ回数をカウント記憶
し、その逆数から演算することにより磁束の周波数ｆを
概算する。
ムによる場合１回の演算ループに要する時間が一定であ
るので、ブロック710aにおいて１次磁束▲１▼ベクト
ルが１回転するに必要な演算ループ回数をカウント記憶
し、その逆数から演算することにより磁束の周波数ｆを
概算する。
ブロック710bには磁束指令値▲φ* 1▼と磁束の周波数が
入力され、第11図の修正磁束指令値−磁束周波数特性図
に示すごとく、所定の磁束周波数f0如何においては磁束
周波数ｆの減少と共に磁束指令値▲φ* 1▼を所定のパタ
ーンで減少せしめて修正磁束指令値▲φ* 1▼′を出力す
る。
入力され、第11図の修正磁束指令値−磁束周波数特性図
に示すごとく、所定の磁束周波数f0如何においては磁束
周波数ｆの減少と共に磁束指令値▲φ* 1▼を所定のパタ
ーンで減少せしめて修正磁束指令値▲φ* 1▼′を出力す
る。
また、本実施例におけるブロック712aのトルクヒステリ
シスコンパレータは、トルク指令Ｔ＊−Ｔについて３値
ヒステリシスコンパレータとして動作することは従来例
と同じであるが、トルク指令Ｔ＊をも入力とし、第９
図，第10図で説明したごとく、このトルク指令Ｔ＊の１
次函数として上限値ΔT1および下限値ΔT2を増減せしめ
るように構成してある。
シスコンパレータは、トルク指令Ｔ＊−Ｔについて３値
ヒステリシスコンパレータとして動作することは従来例
と同じであるが、トルク指令Ｔ＊をも入力とし、第９
図，第10図で説明したごとく、このトルク指令Ｔ＊の１
次函数として上限値ΔT1および下限値ΔT2を増減せしめ
るように構成してある。
従来のごとく磁束およびトルクヒステリシスコンパレー
タの動作点が一定の場合には、低速，低トルク時にも高
速，高トルク時と同一の動作点で制御するので、一部の
運転領域でチョッピング周波数の増大やトルクショック
が発生する等の不具合があった。
タの動作点が一定の場合には、低速，低トルク時にも高
速，高トルク時と同一の動作点で制御するので、一部の
運転領域でチョッピング周波数の増大やトルクショック
が発生する等の不具合があった。
本発明にかかる誘導電動機のトルク制御装置によれば、
磁束およびトルクのヒステリシスコンパレータの動作点
を、負荷および運転状態に応動して可変とすることによ
り、誘導電動機のトルク制御が滑らかでショックの少な
いものとなる。
磁束およびトルクのヒステリシスコンパレータの動作点
を、負荷および運転状態に応動して可変とすることによ
り、誘導電動機のトルク制御が滑らかでショックの少な
いものとなる。
特に、起動時や超低速時のショックレス運転，トルクリ
ップルの減少などは、従来の動作点一定の制御に比べて
効果が大きい。更に、減速，停止までの動作についても
同じ効果が期待できる。
ップルの減少などは、従来の動作点一定の制御に比べて
効果が大きい。更に、減速，停止までの動作についても
同じ効果が期待できる。
また、インバータのチョッピング周波数をヒステリシス
コンパレータの動作点を可変にすることにより制御する
ことができ、無駄チョッピング周波数の増大あるいは減
少を防止できる上に、負荷や運転状態に応じたトルク制
御が円滑にできるので、技術的効果は極めて大である。
コンパレータの動作点を可変にすることにより制御する
ことができ、無駄チョッピング周波数の増大あるいは減
少を防止できる上に、負荷や運転状態に応じたトルク制
御が円滑にできるので、技術的効果は極めて大である。
第１図は本発明にかかる誘導電動機のトルク制御装置に
よるトルク制御系のブロック図、第２図はスイッチ状態
変数によるインバータの出力電圧ベクトル図、第３図は
電動機の１次磁束ベクトルの瞬時制御方法を示す磁束状
態図、第４図は磁束のヒステリシスコンパレータの状態
制御図、第５図はトルクの３値ヒステリシスコンパレー
タの状態制御図、第６図は電動機のトルク波形図であ
り、第７図，第８図は磁束のヒステリシスコンパレータ
の動作説明図、第９図，第10図はトルクのヒステリシス
コンパレータの動作説明図、第11図は修正磁束指令値−
磁束周波数特性図、第12図は従来のトルク制御方式によ
るトルク制御系ブロック図である。 １……直流電圧源、２……電圧検出器、３……ＰＷＭイ
ンバータ、5u,5v,5w……電流検出器、６……誘導電動
機、７……制御回路。
よるトルク制御系のブロック図、第２図はスイッチ状態
変数によるインバータの出力電圧ベクトル図、第３図は
電動機の１次磁束ベクトルの瞬時制御方法を示す磁束状
態図、第４図は磁束のヒステリシスコンパレータの状態
制御図、第５図はトルクの３値ヒステリシスコンパレー
タの状態制御図、第６図は電動機のトルク波形図であ
り、第７図，第８図は磁束のヒステリシスコンパレータ
の動作説明図、第９図，第10図はトルクのヒステリシス
コンパレータの動作説明図、第11図は修正磁束指令値−
磁束周波数特性図、第12図は従来のトルク制御方式によ
るトルク制御系ブロック図である。 １……直流電圧源、２……電圧検出器、３……ＰＷＭイ
ンバータ、5u,5v,5w……電流検出器、６……誘導電動
機、７……制御回路。
Claims (1)
- 【請求項１】静止座標系における電圧および電流ベクト
ル成分信号から磁束ベクトルおよびトルクの瞬時値を演
算し、該磁束演算値の大きさとその指令値との偏差が所
定の許容範囲を越えると磁束増加もしくは磁束減少を指
令する第１制御フラグを発生する２値ヒステリシス・コ
ンパレータと、前記トルク演算値とその指令値との偏差
が所定の許容範囲を越える場合および所定の許容範囲内
に収まつている場合に応じてトルク増加・減少もしくは
現状保持を指令する第２制御フラグを発生する３値ヒス
テリシス・コンパレータと、磁束ベクトル成分の大きさ
と符号から該磁束ベクトルが現在円周を区分したどの円
弧領域に存在するかを示す第３制御フラグを発生する磁
束位置検出手段とを具えるとともに、これら３個の制御
フラグ値の組み合わせによりトルク応答を最適化する電
圧ベクトルを発生するインバータのスイッチング状態を
指定することにより、誘導電動機の発生トルクを指令値
に追従制御するとともに磁束ベクトルが近似的円軌跡を
描くように制御するものにおいて、磁束指令値が大きい
ときには磁束偏差の上下限を大きく、磁束指令値が小さ
いときには磁束偏差の上下限を小さくするよう前記２値
ヒステリシス・コンパレータの動作点を可変制御すると
ともに、トルク指令が大きいときはトルク偏差の上下限
を大きく、トルク指令小さいときはトルク偏差の上下限
を小さくするよう前記３値ヒステリシス・コンパレータ
の動作点を可変制御することを特徴とする誘導電動機の
トルク制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61231394A JPH0632592B2 (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | 誘導電動機のトルク制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61231394A JPH0632592B2 (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | 誘導電動機のトルク制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6389093A JPS6389093A (ja) | 1988-04-20 |
| JPH0632592B2 true JPH0632592B2 (ja) | 1994-04-27 |
Family
ID=16922918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61231394A Expired - Fee Related JPH0632592B2 (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | 誘導電動機のトルク制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0632592B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07114560B2 (ja) * | 1988-08-04 | 1995-12-06 | 東洋電機製造株式会社 | 誘導電動機の瞬時トルク，磁束制御方式 |
-
1986
- 1986-09-30 JP JP61231394A patent/JPH0632592B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6389093A (ja) | 1988-04-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |